带有接收天线分集的对偶码通信系统

技术领域

本发明涉及一种通信系统以及在该系统中使用的一种接收机。该系统特别应用于、但并不是专门的应用于在一个局部和办公环境中使用的一个短程无线局域网(LAN)。

背景技术

基于诸如Bluetooth和HomeRF协议的短程无线局域网(LANs)典型的工作在2.4GHz ISM(工业、科学及医药使用)频段，该频段还应用于其它的领域，比如射频供热。在这样系统中出现的问题是频率-选择多路径和同频道干扰。该问题可以影响在一个局部环境中的天线的位置，在审美的观点上，用户希望它们处于离散的位置。

许多分集和多路方式无线通信系统已经建议抵制多路传播信道。最近，已经开始研究代替抵制这些特征而利用多径特性的技术，该技术利用多个发射机天线和接收机中的精密复杂的检测算法。该技术使用在阵列之间具有λ/2最小距离的天线阵。该技术对每个分支使用一个单独的调制器和解调器，并且仅由一个天线阵执行发射分集。因此，具有硬件的复杂性和放置发射天线的限制。根据变化的传播信道特点改变调制方案的多模式调制技术是已知的，这也需要一系列复杂的硬件。多模式技术被应用于扩展频谱通信，其中与I-Q信道相关的分离的正交用一个预定的PN码(用于每个I-Q数据流的相同的伪随机序列)扩展，并经过一种多正交调制。对于高比特率传输，在美国专利5,903,556中公开了多码平行扩频系统，其中对许多平行的I-Q数据流的每个数据流系统采用相同位随机序列的相移型式。这种技术不采用多径效应。用于接收多径信号的接收机的公知类型都是基于瑞克接收机，其中接收的信号被提供到若干个平行分支。接收的信号中的第一个信号被作为引入各个分支的基准和可调整的时间延迟，以便在信号被组合之前所有的信号是基本同相。一个瑞克接收机所需的硬件实现相当复杂和昂贵的，不适合低消费的应用领域。

本发明内容

本发明的一个目的是利用相对廉价的设备减缓在无线局域网(LANs)中的频率-选择多径效应和同频道干扰。

按照本发明的一个方面，提供一种用于接收一个对偶码扩频信号的接收机，包括多个分集天线，一个具有多个分支的自适应的前向等增益合并器，每个分支被分别耦合到所述分集天线的其中之一，用于把来自合并器的输出分成两个输出信道的装置，用于解调输出信道中信号的装置，用于使在每个输出信道中信号分别与对偶扩展码的其中之一进行相关的装置和从相关的信号中恢复数据的装置。

按照本发明的第二个方面，提供一种通信系统，包括第一和第二收发信机，第一和第二收发信机的其中之一具有一个用于发射对偶码扩频信号的发射部分，第一和第二收发信机中的另一个具有一个接收部分，包括天线分集装置，用于接收由所述第一和第二台站的其中之一传播的信号，天线分集装置包括多个分支和用于使用分支之一中的信号对除了该分支之一的所有分支中的信号进行同相位的装置，用于合并同相的信号的装置，用于分别对合并的信号与用于扩展数据流的第一和第二PN扩展码进行相关的装置，和从相关的信号中恢复数据的装置。

简述附图

现在，结合附图本发明将通过示例的方式进行描述，其中：

图1是包括多个收发信机的一个无线局域网的方框示意图，其中只显示了两个收发信机，

图2是使用发射矢量分集的一个对偶码扩频发射机的方框示意图，

图3是具有自适应前向封闭等增益合并器的一个对偶码扩频矢量接收机的方框示意图，和

图4是适用于图3中所示接收机的一个加权控制器的方框示意图。

在附图中，相同的参考数字表示相应的特征。

完成本发明的方式

图1所示的无线局域网包括一个无线远程控制器RC和两个收发信机TR，TR’，它们可以是单独被耦合到各自的输入/输出设备的收发信机，诸如一个电视机，Hi-Fi系统，置顶盒或个人计算机或者集成的这类设备。

由于收发信机TR，TR’是相同的，因此仅对收发信机TR进行详述，并且作为主要的相同的参考数字将表示收发信机TR’的相应部分。

一个发射机(Tx)10和一个接收机(Rx)12被耦合到一个处理器14，处理器14控制Tx10和Rx12以及对中转到或从一个输入/输出设备16接收的数据进行处理。Tx10是利用发射矢量分集的一个对偶码扩频发射机，其中分别由天线18，20传播信号的每个对称的星座。多个天线ANT1-ANTn被耦合到Rx12，其中n是一个等于或大于2的整数，Rx12具有由一个自适应前向封闭等增益合并器和对偶码扩频接收机组成的结构。由于收发信机TR，TR’是静态的，它们的天线18，20，ANT1-ANTn可以位于任何适当的位置。

远程控制器RC包括一个发射机22和一个接收机24，它们被耦合到一个处理器26并由它控制。发射机22和接收机24可以是与Tx10和Rx12相同的结构，但共享相同的天线28，30。远程控制器RC还包括具有相关驱动装置(未示出)的一个LCD显示板32和一个由人/机接口(MMI)构成的键盘34。

在操作中，带有远程控制RC的一个用户能够可操作的链接收发信机TR，TR’以便它们能彼此通信，通过各自的输入/输出设备16，16’的进入和输出中转数据。

参考图2中所示的发射机10，来自设备16的数据被发送到处理器14，其中依赖于调制方案它被编码成具有一预定数量级的数据流，例如针对16QAM(正交幅度调制)的2级并被送到正交数据分离器40，它提供一个I(或同相)信道数据流和一个Q(正交相位)信道数据流。I，Q数据流被分别送到混频器42，44的第一输入端。由一个频率产生器46产生可以是RF载波频率或IF载波频率的一个载波信号f_c。载波信号f_c被送到混频器的第二输入并由相移器48进行90度相移，送到混频器44的第二输入以便分别调制I和Q数据流。调制的I和Q数据流被分别送到乘法器50、52，由一个并联PN码产生器54产生的不同的PN码PN1，PN2提供给乘法器50，52，从而产生各自的扩频信号。乘法器50，52被耦合到各自RF单元56，58的输入端，RF单元56，58的输出端被分别耦合到天线18，20。如果由频率产生器46产生的载波频率f_c是在RF载波频率上，则RF单元56，58将是功率放大级。但如果载波频率f_c是在一个IF上，则RF单元56，58将包括一个频率上变频级和一个功率放大级。在后者的情况下，RF单元56，58将具有单独的RF频率信号源，从而使天线18，20能够位于无线覆盖区域中的任何地方。图2中的图A和B显示了由天线18，20传播的信号的星座。

在天线18，20的位置上被减缓的一个效果是，在发射的瞬间是处于反向载波传输这种最坏的情况下，由于不同的发射机天线位置引起的不同的多路反射，两个信号将遭受不同的相位和时间延迟。因此一个能够识别这种相位变化的智能的接收机可以把初始相位差作为多径的一种效应进行处理，并可以自适应的校正这些相位差。

图3示意了接收机12，包括一个智能自适应合并器60，它应用组合算法自适应的校正相位直到获得一个最大的信号功率。接收机12包括分别接收发射信号X₁(t)-X_n(t)的多个天线ANT1-ANTn，并应用它们调整分支的各个相位。由于每个相位调整分支的结构是完全相同的，因此仅详细描述它们的其中之一，并且主要的参考数字与其他分支中的相应部件是相同的。

每个分支包括输入被耦合到天线ANT1的一个低噪声放大器(LNA)62。LNA62的输出被分成两路。两路的第一路被耦合到一个直接变换乘法器64的第一输入，变换乘法器64的第二输入被耦合到第一相移器66，第一相移器66的输入从一个本地振荡器68的获得，本地振荡器68产生公共于所有分支的rf载波频率。包括一个差信号或误差信号ε₁(t)的乘法器64的一个输出在一个低通滤波器70中被滤波，以便除去不需要的高次谐波，并且它的输出被送到一个控制第一相移器66的加权控制器72。两路的第二路被耦合到由加权控制72所控制的第二相移器74。在一个相加级76中合并第二相移器74，74’的输出。

为方便起见，在描述接收机的其余部分之前，先描述自适应合并器的操作。

由各自天线ANT1-ANTn接收的信号X₁(t)-X_n(t)在各自的LNAs62，62’中被放大并在乘法器64，64’中被混频降到基带。通过第一相移器66、66`调节送到每个混频器64，64’的本地振荡器信号的相位，以响应由加权控制器72，72’提供的各个加权信号W₁(t)，W_N(t)。应注意的是，在每个分支上的加权信号将是不同的，因为根据它们的路径方向输入的接收信号的相位正在进行变化。如下面所描述的，当最后确定加权信号W₁(t)，W_N(t)时，作为跟踪实际判定加权因数D₁(t)，D_N(t)的信息，由各个加权控制器72，72’送到第二相移器74，74’。确定实际判定加权因数D₁(t)，D_N(t)的值以便能够使在每个分支上输入的接收信号彼此处于同相位。出现在相加级76上来自N个分支的相加的信号代表了一个增加的信号功率。

加权控制器72，72’确定加权信号W₁(t)，W_N(t)和实际判定加权因数D₁(t)，D_N(t)的值而不需要一个先前已知的基准信号。参考图4，显示了一个加权控制器72的一个实施例。如图显示，加权控制器72可以适于作为一个集中的加权控制器而取代在每个分支中的加权控制器。以并联方式把误差电压ε₁(t)-ε_N(t)提供到一个电平检测器78，它的输出被送到一个依次被耦合到一个控制器82的模拟-数字转换器(ADC)80。第一检查表84存储了用于提供加权信号W_N(t)值的相移的精确测量值，第二检查表86存储了实际判定加权因数D_N(t)的值，该值是通过比较在各个分支上的接收信号之间的相位偏移而获得的，这两个检查表被耦合到控制器82。控制器82把这些加权信号和加权因数送到一个数字-模拟转换器(DAC)88，它把各个加权信号W₁(t)-W_N(t)和各个加权因数D₁(t)-D_N(t)送到各自的第一和第二相移器66，66’以及74，74’。

下面描述找出加权信号W₁(t)-W_N(t)和加权因数D₁(t)-D_N(t)的过程：

(1)利用统计的传播数据，在每个分支上用连续的从0°-180°相位差的步进电压预置用于控制第一相移器66，66’的加权信号W₁(t)-W_N(t)。在N＝4的情况下，在分支1上的初始相移是45°，分支2是90°，分支3是135°和分支4是180°。

(2)加权控制器72(或者控制器，如果在每个分支中具有一个的话)改变(或单独改变)加权信号的值，直到各个乘法器64-64’产生一个最小的误差电压ε_N(t)_min。当各个相位偏移的本地振荡器频率与那个分支中的接收的峰值信号同相位时，该最小误差电压将被检测到。

(3)当获得用于一个个别分支的ε_N(t)_min时，它的值在ADC80中被数字化并被送到控制器82，控制器82提供一个相应的输入到第一检查表84以便确定输入接收信号与本地振荡器频率的相位偏移。通过控制器82从第一检查表84读出一个数字值送到提供模拟加权信号W_N(t)的DAC88。

(4)在N个输入接收的信号当中，相对于本地振荡器频率仅具有最小的相位偏移的一个接收信号被选择作为一个基准信号。

(5)该基准信号被送到产生相应输出的第二检查表86，控制器使用该输出以产生实际加权因数D_N(t)。实际加权因数D_N(t)被送到第二相移器74，74’作为一个相位控制电压，该电压将各自的接收载波信号同相到选择的基准信号。

作为结果，在相加级76中合并的信号被同相。

参考图3，在一个放大器90中相加级76的输出被放大。一个同相分离器92被耦合到放大器90的一个输出并分别提供输出信号到混频器94，96的第一输入端。一个本地振荡器98被提供到混频器94，96的第二输入端。混频器94，96的输出被耦合到各自的低通滤波器100，102，它们的输出被耦合到第一和第二相关器104，106的第一输入端。

一个并联的PN码产生器108把代码PN1送到相关器104的第二输入和把代码PN2送到相关器106的第二输入。相关器104，106的输出对应与I-和-Q-信道的数据流，它们是互补的信号格式，如星座图C和D所表示的，并且这些数据流在一个误差检测级110中被比较以便在终端112上导出恢复的数据流。

在本说明书和权利要求中所述的一个单元之前的单词“一个”并不排除存在多个这样的单元。另外，单词“包括”并不排除存在已经列举之外的其他的要素或步骤。

根据阅读本发明的公开文本，本领域的普通技术人员可以容易地进行其他的修改。这些修改可以涉及已知的设计领域，制造领域以及通信系统和元器部件使用领域中的其他的特征，因此可以使用替换或者使用在此描述内容之外的特征。

工业适用性

无线通信系统和接收机。