码分多址接收机中的干扰对消系统及干扰对消方法

本发明涉及一种移动通信系统，尤其涉及码分多址(CDMA)系统并进而涉及到一种根据权利要求1和19的CDMA接收机中的干扰对消系统。此外，本发明还涉及根据权利要求11和23的CDMA接收机中的干扰对消方法。

CDMA系统的容量主要受限于用户在接收信号时所受的干扰。为了增加CDMA通信系统的小区容量，必须在最大程度上去除干扰。

此外，在强干扰系统中，必须加大扩频因子以保证一定的服务质量(QoS)。但较高的扩频因子将直接导致较低的数据传输的比特率。

在CDMA通信系统领域内，将下述方法用于接收机端以减轻干扰问题。

一种已知的方法是联合检测多个用户接收的信号。但这种联合检测方法的缺点是需要进行矩阵的转换，而矩阵的维数随用户的增加而增加。例如对于小区中有64个用户的情况，则须转换一个64×64矩阵，这具有极大的复杂性，需耗费非常多的处理能力和时间。

另一种已知的方法是单用户检测法，是最简单的检测方案之一。这种方法检测一个用户而忽略所有其它信号。因此这种方法对于一个用户是优化的，但在多用户环境下性能(如误码率)就会急剧下降。

在IEEE Journal On Selected Areas In Communication，第17卷，1999年12月第12期，第2082至2089页发表的“Iterative Multiuser Detection Using Antenna Arrays andFEC on Multipath Channels”中，描述了一个具有一个改善多径传播环境中天线阵列的初始估计的迭代接收机的多址通信接收机系统。

在该论文的第三节对该迭代接收机的结构进行了详细描述。在迭代的接收机端，获得信道的输出，并实施软干扰对消和匹配滤波的组合。干扰对消器对每个用户的信道符号采用先验概率，这些概率然后又用于产生对符号的软估计。然后在扩频域内实施干扰对消操作。

但是，仍然需要有一种复杂度低、能够满足多用户环境的性能要求的干扰对消系统和方法。

这一目标是通过一种具有权利要求1和19的特征的干扰对消系统以及具有权利要求11和23所定义的步骤的方法实现的。

本发明的优选实施方式请参见各从属权利要求。

下面将结合附图对本发明的实施方式进行更详细的描述，其中：

图1所示为CDMA通信系统中发送机的基本结构；

图2所示为CDMA通信系统中相应的接收机的基本结构；

图3为根据本发明的干扰对消系统的第一实施方式；

图4更详细地示出了图3所示实施方式中所使用的检测器的结构；

图5所示为在多级实现中本发明的干扰对消系统的第二实施方式；

图6所示为本发明的使用Turbo码的一种实现；

图7所示为一个RAKE接收机，在其中实现了本发明的干扰对消系统。

图1示出了发送机100的基本配置，其中，对来自源101的各用户信号利用编码器102进行编码；编码器102使用外码，例如前向纠错码(FEC)，它可以由分组码、卷积码或其它代码组成。

随后，将使用内码将编码后的信号扩频，该内码可以由伪噪声码、正交码或其它代码以及这些代码的组合构成，以实施多信道接入。内码典型地对各个用户是不同的。扩频调制器103被用来对编码器102的输出进行调制，并经通信信道进行发送。

本领域的技术人员已经熟知发送机的详细结构，这里无需再对其进行描述。

图2示出了接收机200的基本结构。这里，接收的输入信号由解调器201进行解调，并在解扩器202中对各用户使用相应的内码进行解扩。信号在被解扩之后，被送入干扰对消和解码阶段210，在图3至图5中对这一阶段进行了详细描述。

因此，干扰对消和解码阶段210的输出信号是使用内码的信息和外码中获得的信息获得的。通过从接收到的输入信号中去除干扰，可使小区的系统容量和数据速率得以提高。

图3示出了根据本发明的干扰对消系统的第一实施方式。干扰对消和解码阶段210包括具有多个第一输入端221的多用户检测器220，用于接收CDMA通信系统的n个用户的接收机输入信号。此外，所述检测器还具有多个用于接收选择开关260的输出信号的第二输入端222，对选择开关260的用途将在下面详细描述。

检测器220还具有多个用于输出检测器输出信号的输出端223。对检测器220还将参照图4进行详细描述。

检测器的输出连接到对数似然计算器230，对数似然计算器230根据下式计算应用的信号的对数似然率： $>>\lambda >=>log>>>p>>(>y>=>0>)>>>>p>>(>y>=>1>)>>>>>s>$

此外，对数似然计算器230的输出端连接到MAP解码器240的输入端，解码器240是对接收的输入信号中的数据信息进行解码的软输入/软输出解码器。此外，解码器240使用反馈回路250向选择开关260的输入端B输出对所有n个用户估计的对数似然率。

下面参照图4对检测器220的详细结构进行描述。在多个检测器第二输入端222接收多个估计的对数似然率M_k，并将其加到换算部件224以利用双曲正切函数作出关于传输的信号的假设判决。因此，其值的范围在(-∞；+∞)内的输入到换算部件224中的信号被换算为范围在[-1；+1]内的、可视为输入信号的对数似然率的平均估计的信号。

尽管换算部件224的正确的数学计算为

U_k＝tanh(0，5*ε_k)

但模拟证明下述关系式也是具有优点的：

        -1(ε_k＜-2)

U_k＝ε_k/2(-2≤ε_k≤+2)

        +1(ε_k＞+2)

换算部件224的输出与求和部件225的相应输入相连接，求和部件225将换算过的信号相加，以获得对用户k所经受的所有其它用户的干扰的估计。在这一点上，在求和之前首先分别利用其估计的振幅以及用户i和用户k的信号之间的互相关系数ρ_ik对加到求和部件输入端的信号进行换算。

因此，求和部件225实施下述数学计算：

ξ_k＝∑A_j*ρ_ik*u_i

其中，ξ_k表示干扰估计，A_j为信道估计，它包含关于信道中衰减以及相位旋转的信息，而u_i为换算部件224的输出信号。

最后，该检测器还包括组合部件226，用于组合接收的输入信号r_k和来自求和部件225的输出信号。组合部件226的输出由多个检测器输出端223提供。

最后，将对上述CDMA接收机中的干扰对消方法作更详细的描述。

在第一迭代中，所接收的通信系统的n个用户的输入信号被同时提供给第一多个检测器输入221，并通过选择开关260提供给第二多个检测器输入222。在这种情况下，选择开关260的输入端A接通，并将加于其上的信号作为该开关的输出信号。然后，即在后续的迭代中，选择开关260选择输入端B并将加在其上的信号作为输出信号输出。

在检测器220中，将第一和第二多个输入所提供的信号进行逻辑组合，以提供改善的信号y_k用于后续的处理。为达到这一目的，在第二多个检测器输入端222的信号被加权，包括在换算部件224中进行换算以及在求和部件225中对内码的互相关特性加以考虑，以得到对接收的干扰的估计。随后通过简单地将加权的信号从原始接收的输入信号中减去而将干扰消除。这是在求和部件226中完成的。

因此，对消本身是从原始接收的信号中减去加权的信号，而这是很容易实现的。

应注意的是，即便是仅使用一次迭代，即不使用解码器提供的外码信息，也能获得优于现有系统的改进。由于干扰对消所消除的差错多于其引入的差错，因此利用从MAP解码器的输出得到的对接收干扰的随后的估计可以在几次迭代中重复这一过程。

如上所述，检测器220的输出信号通过对数似然计算器230加到MAP解码器240上。该解码器的软输出一方面提供用于解码信息数据的信息位，另一方面提供通过反馈回路250反馈到选择开关260的代码位。应注意的是，解码器240所使用的外码可以是任何前向纠错码的方案，尽管解码器输出值软判决的需要建议使用卷积码或其派生物，如Turbo码。

反馈到选择开关260的输入端B的解码器输出信号包含外码中所含的信息，即对各用户k改进了的解码信号。对这次以及以后的每次迭代，选择开关选择输入端B，而加到第二多个检测器输入222的信号相应于上次重复的解码器输出。

根据图中未示出的干扰对消系统的变型，而不是计算由互相关系数ρ_ik所形成的互相关矩阵来生成干扰估计ζ_k，扩频过程还可应用于换算部件224的输出信号。在这种情况下，对解扩信号实施tanh(双曲正切)操作，并在利用求和部件225对所有用户求和前对假设判决重新进行扩频。根据这种变型，求和部件225的输出信号被送至组合部件226，以对接收的扩频输入信号r_k实施干扰对消。换言之，接收的输入信号r_k未被解扩，但对组合部件226的输出信号须用对用户k的扩频码进行解扩。此外，对于初始估计，反馈信号须在进入换算部件224之前被解扩。在这种情况下，在求和部件225中，仅对信道估计A_j在求和前进行换算。

这种变型在处理异步系统时是尤其重要的，即用户数据不是时间对齐也到达接收机的系统，和/或不同的用户以不同的扩频因子进行操作的系统，即多速率环境。

另一种在接收机中产生假设判决的变型是，使用任何将(-∞；+∞)范围内的输入值映射到[-1；+1]内的输出值的、可能更便于实现但在性能上却可能不是最优的单调函数，而不是使用tanh函数。

除了扩频码，还可以对发送的信号使用扰码。这在接收机中可能导致对扩频码和扰码的组合的互相关矩阵的计算，或者要在解扩器之前包含干扰对消器以及在再扩频器之后包含再加扰器。

在实际的无线电环境中，特别是在移动通信环境中，信号经受各种信号衰落和多径传播。为了减小这些效应，已知的有：在发送机中引入交错器，并在接收机中引入去错器，和/或在接收机中包括多径分解结构，如RAKE接收机。

这些附加的可选特性可以毫无问题地包含在本发明的上述实施方式中。事实上，对每个用户引入不同的交错器结构可以保证改善了的性能，即在每次迭代之间获得更大的增益。

对于多径接收机，被消除的信号可以再次用来实施RAKE接收机对于改善了的信号的任务。这将导致改善的信道估计、改善的信号估计、以及在同一用户的不同RAKE指针之间减少的干扰。

下面参照图5，对所述干扰对消系统的第二实施方式进行描述。这里，干扰对消器被实施为一个包含多级相似结构的多级系统。此外，那些与第一实施方式相对应的部件，即用于实施干扰对消的组合部件226和MAP解码器240都使用了相同的附图标记。

如图中所详细示出的，初始级310按顺序包括解扩器311、估计器312以及再扩频器313。此外，在组合部件226和MAP解码器240之间有串联的解扩器314和对数似然率计算器∑(参考标记315)。

第二、第三级320、330直至第N级在结构上除了省去了解扩器311外，均与初始级是相同的。此外，估计器312接收MAP解码器240的输出信号作为其输入信号，而非经解调器201解调过的输入信号。在最后的第N级，将解码器输出作为解码的信息数据。

应注意的是，图5是简化了的示意图，其中各箭头分别表示图1至图4中所示的各信号的完整的向量。

在本实施方式中，还值得称赞的是，由所述干扰对消系统消除的信息差错要多于其所引入的差错，因此使用多级重复干扰对消过程可以增加干扰对消增益。

图6示出了如上所述本发明的使用Turbo码的一种实现。在图的上半部分示出了由方框401至406构成的Turbo解码器的基本结构，它提供解码器判决输出413。在图的下半部分示出了反馈信号414是如何根据从MAP解码器402、404获得的结果被计算出的。Turbo解码器是现有技术中公知的，故在此略去对解码操作的详细讨论，这是本领域的技术人员所了解的。

简言之，从对数似然计算级401获得的信号被分别加至第一和第二MAP解码器402和404。这些信号表示MAP解码器在其第一输入端分别接收的系统信息；在其第二输入端接收奇偶校验信息，而在其输出端则提供信息位度量(metric)信号和代码位度量信号。

更详细地说，在解码器402的情况下，信息位度量1与解码器的输入信号相组合。其合成信号被加到第二MAP解码器404的输入端，并在那里与来自对数似然计算器401的系统信息信号组合。类似地，在解码器404的输出端外部度量信号被反馈到MAP解码器402的输入端，并在那里与来自对数似然计算器401的系统信息信号组合。但是第二MAP解码器404的信号经过交错操作(方框403)，其中，输入信号在被加到解码器的输入之前，依据预定的方案进行交错。此外，在解码器的输出对信息位度量信号实施π^-1反操作(方框405)。在π^-1操作之后，输出的信息位度量信号被加到门限判决器方框406，它根据输入信号的符号输出+1或-1，并随后被用作解码器判决信号413。

基本上，在速率为1/3的Turbo码中，每个三元组的第一位表示系统位、第二位表示奇偶校验位1、而第三位表示奇偶校验位2。对于反馈，采用来自MAP解码器404的系统信息，因为其与MAP解码器402的相比更好。但由于该系统信息对MAP解码器404是交错的，因此在级409为了计算系统反馈而进行交错过程的反过程。对奇偶校验1反馈，采用由MAP解码器402获得的奇偶校验1信息；对奇偶校验2反馈，采用由MAP解码器404获得的奇偶校验信息。

此外，从MAP解码器402、404获得的代码位度量信号411、412被排列为一系列两元组，其第一位表示系统度量，第二位表示奇偶校验度量。因此，在方框407中，信号411被划分为MAP解码器402的系统度量和奇偶校验度量。类似地，在方框408中，信号412被划分为MAP解码器404的系统度量和奇偶校验度量。

这些获得的度量信号被在方框410中进行多路选择，以使每个三元组反馈信息信号414遵循系统/奇偶校验1/奇偶校验2的顺序。

图7示出了一个RAKE接收机，在其中应用了本发明的干扰对消系统。RAKE接收机是公知的技术，在此不加详细描述，本领域的技术人员理解其基本结构。

方框501至504表示第一级实现，并取代了图5中的解调器201和解扩器311。干扰估计方框505与图5中的估计器312相同。此外，再扩频器313被分别表示为再扩频操作和信道复制的方框506和507所取代。进而，图5中的组合部件226相应于组合部件508。图5中的解扩器314被方框509至512取代。

在操作过程中，干扰估计方框505从最大比组合部件504接收其输入信号，并且在方框507中根据对接收的包含无线电信道的多径和衰落特性的信号的估计而形成信道复制。因此，需要用来自指针分配方框502的信息确定指针的延迟。类似地，需要用来自信道估计方框503的信息重现各路径的衰落特性。

最大比组合部件512的输出被用作第一级方框315的输入。信道估计方框511以及指针分配方框510的输出被送到第二级的信道复制方框507。在随后的级中，与上述第一级相比，有下述变化：没有实现方框501至504；在解扩器507中，使用来自前一级方框510、511的信号，而不是方框502、503的信号；最后，方框505的输入使用前一级MAP解码器240的输出，如果有的话。

作为另一种选择，干扰估计方框505还可以包括若干不同的估计干扰的方框。例如，如果发送了导频信号，则接收机对它们可以完全了解。因此，不同于根据接收的符号对这些导频符号产生估计，而是使用原始导频符号，因为接收机可以100％确定这些符号被发送了。因此，对这些符号的干扰估计是最准确的。