模拟调幅广播发射机改造为数字广播发射机延时调整方法

技术领域

本发明是一种模拟调幅广播发射机改造为数字广播(DRM)发射机时，实现音频包络支路与相位支路信号延时调整的方法，特别涉及基于专用测试信号的双踪示波器测试法和双路同步采集卡自动测试法。

背景技术

数字广播(DRM)利用模拟调幅调幅广播发射机实现双边带调幅调制功能可用数学表示如下：

当我们的音频输入信号为：I_ΩcosΩt

则我们得到的输出信号为：i(t)＝(I_T+I_ΩcosΩt)cos(ωt+)    {1}

其中I_T为载波信号振幅，ω为载波频率。

模拟调幅发射机信号处理过程一般分为音频信号处理、直流成分叠加，音频+直流信号放大，射频信号放大，混频、功率放大等环节。直流叠加相当于式{1}的I_T+I_ΩcosΩt运算，混频通过乘法实现。

DRM编码器输出的基带复数信号可表示为：

其中c_r，s，k表示所需要传输的QAM符号矢量，ψ_r，s，k是一个周期矢量信号，根据DRM规范，开路发射的DRM无线信号为：

$>>i>>(>t>)>>=>Re>\{>>e>j\omega t>>>\Sigma >>r>=>0>>\infty >>>\Sigma >>s>=>0>>>>N>S>>->1>>>>\Sigma >>k>=>>K>min>>>>K>max>>>>c>>r>,>s>,>k>>>>\psi >>r>,>s>,>k>>>>(>t>)>>\}>>>$

其中ω表示射频角频率，则DRM调制的数学算式可表示为：

即

i(t)＝I_tcos(ωt)-Q_tsin(ωt)                        {2}

i(t)＝A_tcos(ωt+_t)                               {3}

上面两个式子是等同的。

为提高效率，利用模拟调幅发射机调制大功率DRM信号时，先将i(t)信号分为包络分量A_t和高频调相分量cos(ωt+_t)，A_t分量送至发射机音频支路进行线性放大，cos(ωt+_t)分量送至发射机高频支路、利用放大管进行高效率的C类和D类功率放大，然后将大功率的A_t和cos(ωt+_t)送到发射机的混频管中混频，得到大功率的i(t)信号，实现DRM信号的放大调制。

这种放大调制方式下i(t)＝A_tcos(ωt+_t)将被分为A_t和cos(ωt+_t)两个信号分量，分别经过发射机的音频支路和高频支路进行放大，再送至发射机混频管混频。两个分量都是时间t的参数，而且都不是周期信号，所以要求上述两路信号进行混频处理(乘法运算)时必须严格时间同步，否则就出现这样的错误信号：显然，这不是我们要传输的信号。由于两支路的信号需要经过不同的信号处理路径到达混频管，它们到达混频管的延时往往不一致，这就需要对两支路信号进行延时调整，对相对延时较短的一路信号进行延时补偿处理，使得两支路信号最终到达混频管时实现时间同步，这就是模拟调幅广播发射机改造为数字广播(DRM)发射机所必须具备的延时调整方法，是模拟调幅广播发射机改造为数字广播(DRM)发射机的一项关键技术。

过去，调整这个延时误差采用的是频谱分析法，如图1所示，将一台频谱分析仪接在混频管上，利用频谱分析仪对DRM信号的幅频特性进行分析，通过调整延时参数，以得到理想的频谱。该方法的问题是在捕捉信号差的阶段要做十分繁琐的搜索。由于一般延时可达到1-3ms，如果按照50us步进，则需要经过几十次尝试，才能找到合适的延时，进入微调整阶段；另一方面，信号频谱的形状需人为观察，难以客观定量分析、判断

发明内容

本发明的目的是提供一种快捷、方便和有效的测试、分析和判断音频包络支路信号和相位高频支路信号到达发射机混频管的延时误差的方法。所述的方法采用特殊的专用测试信号，通过产生周期性的具有特定特征的音频分量和高频分量信号，将同步双踪示波器或双路信号采集设备接在音频末端和高频末端与混频管之间，如图2所示，采集高频支路和音频支路的两个分量信号，分别找出它们的特定特征点，再根据两分量特征点的时间差判定时延调整量。

首先必须选择一个合适的测试信号，该测试信号I_t/Q_t只要具备如下三个条件，就能产生同样特征的A_t与_t(其中I_t为同向信号；Q_t为正交信号；A_t为包络信号；_t相信号)：

1)I_t＝Q_t且为周期信号

2)I_t/Q_t信号在周期内过零点

3)I_t/Q_t信号过零点时A_t信号特征明显

满足这样条件的信号有很多，如三角波信号等，而简单的正余弦信号是理想的选择之一。所述方法采用的测试信号为I_t＝Q_t＝cos(Ωt)，这样包络分量可表示为 $>>>A>t>>=>>2>>|>cos>>(>\Omega t>)>>|>,>>>高频调相分量可表示为$

为了直观，可以用图表示信号I_t/Q_t、A_t及_t，如图3所示。

从坐标系看I_t、Q_t为直角坐标表示，A_t、_t为极坐标表示。由于测试信号I_t＝Q_t，直角坐标如图4所示，从图中可看出，_t变化为两个恒定值(45°和225°)的切换，我们称该切换点为180°倒相点或相位跳变点，该点为I_t/Q_t的过零点，A_t为最小值(零值)，如图3标示的B、C及D点。

从方法上来讲，DRM改造时延调整是使用测试信号I_t＝Q_t＝cos(Ωt)，产生如图2的A_t和_t信号，然后利用双踪示波器或双路同步采集卡测量_t的相位跳变点和A_t的零值点时间差，该时间差就是我们需要增加或减少的时延调整值。在实际操作上采集到不是_t信号，而是包含_t信息的cos(ωt+_t)信号，由于相位跳变往往导致一个频率很高的信号，在跳变点波形会出现信号“冒尖”，类似“毛刺信号”，该特征点能利用滤波器的边沿触发功能很好的捕捉到，图5为实际操作过程中利用示波器捕捉cos(ωt+_t)相位跳变的照片。也可以通过双路同步采集卡将信号采集到计算机，利用简单成熟的信号处理技术就能找到该相位跳变点。

利用示波器进行分析还有两个问题需要解决：第一，相位跳变点混叠问题，图3中A_t的B点必须与_t的B点对应，而不能与_t的C点或D点对应，虽然C、D点都是相位跳变点。这个问题可以通过扩大B、C、D点之间距离，也就是说扩大测试信号周期Ω来实现，一般情况下，在DRM发射机改造中A_t与_t的延时差一般不会超过2ms，假如将B、C点之间的距离设为4ms，就能解决混叠问题，这时Ω为125Hz。第二个问题是，由于采用肉眼测量，如果Ω为125Hz，将很难测出时延误差，这就需要采用Ω值可调的测试信号。在实际操作过程中，用125Hz测试信号测出时延误差，然后进行粗调整，一般能将延时差调整到200us以内，然后采用更大的Ω值，再将误差进一步缩小。一般经过3次调整，就能将时延误差控制在DRM发射要求的范围内(要求为1us内)，通常采用最大Ω为8kHz，延时精度达1/3us。

本发明达到的有益效果是：延时调整由粗调整开始，先进行粗略调整，以保证测试信号的特征测试点不混叠、可清晰判断，然后通过改变测试信号周期进行逐步细调，保证了延时调整的精度，使操作者能简单直观的实现时延调整操作。采用双踪同步示波器或类似手段，在时域的基础上进行直观测量延时误差，通过示波器就能测出时延误差值，该值可转化为用于延时调整的时间调整参数。总之，本发明使延时调整的方法和设备都大大简化了。

附图说明

以下结合附图和实施例对本实用新型作一详细的说明。

图1为用比较频谱法进行延时调整方法的原理框图；

图2为本发明的工作原理框图；

图3为本发明的测试信号I_t/Q_t、A_t及_t信号图形示意图，其中I_t为同向信号；Q_t为正交信号；A_t为包络信号；_t为相信号。

图4为本发明的测试信号I_t＝Q_t、的信号图形示意图。

图5为本发明测试过程中示波器捕捉到cos(ωt+_t)相位跳变点的信号图形示意图。

图中：普通测试信号1，求模2，RF调相3，音频末端4，高频末端5，混频管6，频谱分析仪7，专用测试信号8，双踪示波器9。