法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2013-06-05
未缴年费专利权终止 IPC(主分类):H02M3/335 授权公告日:20090311 终止日期:20120410 申请日:20070410
专利权的终止
2009-03-11
授权
授权
2007-11-14
实质审查的生效
实质审查的生效
2007-09-19
公开
公开
技术领域：
本发明涉及一种新型谐振复位正激变换器的同步整流自驱动电路。
背景技术：
为满足未来模块电源的发展要求，在谐振复位电路中应用同步整流技术是不可缺少的，自驱动相对于外驱动来说具有成本上和功率密度上的优势；但是谐振复位正激电路的副边变压器波形是一个正弦波，并且在完成磁复位以后变压器上的电压有段时间是零电压，副边呈现体内二极管整流状态，损耗很大。因此很多自驱动方案相应提出[1]、[2]、[3]、[4]，它们分别出自如下文献资料：文献[1]出自：[1]Karl T Fronk，Derry.Synchronous rectifierdrive mechanism for resonant reset forward converters，US patent，61881578B1，2001-1-30.文献[2]出自：[2]顾亦垒，黄桂松，章进法.一种新颖的同步整流驱动电路 中国电机工程学报 2005.3，25(5)：74-78 文献[3]出自：[3]XiaoGao Xie J.M Zhang，ZhaoMingQian.An improved self-driven synchronous rectification for a resonant reset forwardconverter.IEEE APEC 2003，pp348-351文献[4]出自：[4]罗全明 何建军 谐振复位正激变换器的同步整流自驱电路CN 1564443A 2005-1-12.文献[1]的自驱动方案如图1，它的最突出一个优点就是拥有电荷保持功能。当原边主开关管导通时，变压器副边绕组的电压波形是一个正常的方波信号，副边同步整流管立刻开通，同时辅助管S3也开通提供副边续流管S2的栅极放电回路，S2关断。当原边主开关管Q1关断时，变压器的副边绕组电压波形如图1(a)中的正弦波通过二极管给辅助管S3的漏源电容和续流管S2的输入电容充电，直到正弦波的峰值电压；则停止充电。可以看出续流管的驱动电压波形上升速度太慢，在高频的模块电源中驱动损耗和开通损耗将大大增加，这将严重影响模块整机转换效率。文献[2]的自驱动方案如图2，跟文献[1]的方案相比只不过就是增加了第三绕组驱动，解决了输出电压过低或者输出电压过高时，续流管S2的驱动电压问题，但同样存在S2管开通速度慢的问题。文献[3]利用输出电压作为续流管S2的驱动电压，结构简单，成本低；但是在谐振复位正激变换器电路输出电压低于5V或高于20V时，文献[3]中自驱动方式则不合适，因驱动电压偏低的话，将影响MOS管的开关性能和导通电阻，而现在的模块电源通常含有低压大电流的特点；输出电压高的时候，在宽范围输入电压的时候，做自驱动可能损坏MOS管，这限制了该种自驱动方式在工程上的应用。文献[4]的自驱动方式如图4，利用把输出电感上的电压耦合为续流管的驱动电压，跟文献[3]相比，无输出电压的限制，但由于耦合电感流过较大的电流，因此S2的驱动电路上具有较大的功率损耗，并且增加了电路的设计难度。
发明内容：
本发明的目的是要提供一种谐振复位正激变换器的同步整流自驱动电路以解决的驱动问题，使得续流管驱动的驱动电压迅速建立，并且该电路结构简单、可靠。
为实现上述目的，本发明提出一种新型谐振复位正激变换器的同步整流自驱动电路所述的续流管S2的门极充电回路包括辅助电感La、二极管D1、D3，所述的续流管S2的门极放电回路是通过控制管S3进行放电的；原边主开关管Q1导通的期间，第三辅助绕组Na给辅助电感La充电，当原边主开关管Q1关断时，辅助电感La以峰值电流给续流管S2的门极电容充电，续流管S2立刻开通避免了在谐振复位正激变换器的同步整流自驱动电路中由于续流管S2开通缓慢带来的开关损耗和体内二极管的导通损耗。
由于采用了上述的该自驱动方式克服了副边续流管S2驱动电压建立缓慢的缺点，并且续流管的驱动电压通过一个断续的buck-boost子电路来维持。
相比于其它自驱动方式，该方案副边的整流管S1和续流管S2存在的共态导通时间来的短，同时跟外驱动相比续流管的开通性能也较好。
附图说明：
图1是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第一种实施例电路图；
图1(a)是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第一种实施例关键波形仿真图；
图2是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第二种实施例电路图；
图3是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第三种实施例电路图；
图3(a)是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第三种实施例关键波形图；
图4是现有技术谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路第四种实施例电路图；
图5是本发明新型谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路实施例电路图；
图5(a)是本发明新型谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路实施例关键波形图；
图5(b)是本发明新型谐振复位正激变换器同步整流自驱动电路实施例原理与外驱动比较波形图；
具体实施方式：
下面通过具体的实施例并结合附图对本发明作进一步详细的描述。
实施例一：如图5所示，一种新型的谐振复位正激变换器，主开关管Q1、变压器Tr、谐振复位电容C1、C2、整流管S1、续流管S2、控制管S3、第三辅助绕组Na、辅助电感La。所述同步续流管S2的门极充电电路由辅助电感La、二极管D1、续流管S2、二极管D3构成。辅助电感的B端接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极接续流管S2的门极，续流管S2的源极接二极管D3的阳极，二极管D3的阴极接辅助电感La的A端。所述同步续流管S2的门极放电回路由控制管S3构成，控制管S3的门极接第三辅助绕组Na的同名端，控制管S3的源极接第三辅助绕组Na的异名端。副边同步整流管S1的门极和控制管S3的门极都接到第三辅助绕组Na的同名端，辅助电感La的B端接三端线性稳压器，该三端线性稳压器为副边提供辅助电源。
图5(a)则是电路工作中各点的主要波形，VGS(Q1)是原边主开关管Q1的驱动电压，VGS(S1)是同步整流管S1的驱动电压波形，iLa为辅助电感La的电流，VGS(S2)是同步续流管S2的驱动电压波形，iQ1是原边主开关管Q1的电流波形，VQ1是原边主开关管Q1漏源两极的端电压波形。
上述电路的工作原理：
在[t0-t1]阶段：在t0时刻原边主开关管Q1开通，流过副边整流管S1的电流开始增加，副边续流管S2的电流开始减小。激磁电流开始线性上升，t1时刻续流结束。
在[t1-t2]阶段：在t1副边整流管S1和副边控制管完全开通，能量由变压器直接传给负载，激磁电流继续上升；同时副边电感La的电流也开始上升：
实际电路中把iLa设计成断续工作模式，因此其它iLa(t1)＝iLa(t0)＝0，在t2时刻开关Q1关断。
在[t2-t3]阶段：此状态Q1已经关断，开关管结电容CS和C1被充电，续流管S2结电容放电，电感La电流从
在[t3-t4]阶段：此状态中变压器的漏感继续给C1、CS充电，这段谐振时间较短；电感La电流开始给副边辅助电源提供能量，向C3充电。
在[t4-t5-t6]阶段：
从t4时刻，激磁电感LM与电容C1、C2开始谐振，谐振容上的能量反馈给电源和变压器，完成磁复位工作；
在[t6-t7]阶段：这段时间内变压器副边饶阻两端电压为零；如图5(B)所示，只要副边控制管S3不开通，续流管S2是不会关断的，t7时刻是下一个开关周期的开始
在D·Ts阶段副边整流管S1和辅助控制管S3开通，同时第三绕组上的电压VNa，经过电感La、D1、S3后，回到第三绕组Na的接地端，这区间给辅助电感La充电，即La电感储存了能量。在(1-D)·Ts阶段，控制管S3关断，同时辅助电感La以峰值电流给续流管S2的输入电容和控制管S3的漏源间电容充电，当VGS(S2)上的电压充到VC3的时候便停止充电；辅助电感中还剩余能量，电感电流必须续流，将通过La-D2-C3-D3-La形成续流回路。
本发明应注意在图5(b)中，VG1为新型自驱动方式的MOS管驱动电压上升波形，VG1为外驱动方式MOS管驱动电压上升波形；VG1的驱动电流波形为ILa，VG2的驱动电流波形为ISource；对VG1、VG2选择同样的MOS管，VG1弥勒电平建立为t1-t0，VG2弥勒电平建立为t2-t0；
由
可得等式：
在图5(b)中，
因为LG1＞LG2，所以Δt1＜Δt2，说明新型自驱动方式下MOS管具有很快的开通速度，并经过实验验证该新型自驱动方式的下的MOS管开通速度确实优于外驱动。
机译： 用于非最佳复位二次电压的自驱动同步整流器电路
机译： 2用于非最佳复位二次电压的自驱动同步整流器电路
机译： 用于非最佳复位二次电压的自驱动同步整流器电路
