超宽带通信系统和用于超宽带通信的方法

技术领域

本发明涉及一种超宽带(UWB)通信系统和一种用于超宽带(UWB)通信的方法。

背景技术

超宽带(UWB)技术已被认为是在短程高速的室内无线通信中，用于物理层的理想候选技术(candidate)。通过发送脉宽为亚纳秒级的低占空因数的短脉冲，UWB技术使无线电单元的功耗最小，并且可以提供良好的多径分解性。对于信道呈现密集的多径特性的室内无线通信来说，后者是尤其期望的。

但是，良好的多径分解性也给低复杂性和低成本的UWB接收机的设计带来挑战。为了完全收集散步在所有多径分量(MPC)上的信号能量，常用的Rake接收机必须实现几十甚至几千个关联分支。另一方面，对于中等复杂地实现的接收机来说，著名的选择Rake接收机(selective Rake)或部分Rake接收机(partial Rake)仅利用MPC的子集而牺牲了信号能量。此外，为了合并MPC，Rake接收机需要对信道进行估计，因此，随着MPC数量的增长，接收机的复杂性进一步增加。

基于上述原因，发送参考(TR)系统的使用已经得到了更多的关注。在题为“超宽带通信系统”的美国专利6,810,087B2中公开了一种这样的UWB-TR系统。如在该专利中所公开的，在发送每个经过调制的数据脉冲之前，发送未调制的参考脉冲，以提供用于检测在数据脉冲上调制的数据比特的瞬时信道估计。为了使上述两个脉冲具有相同的信道条件，两个脉冲之间的时间间隔应当小于信道相干时间。TR接收机首先将参考脉冲和与其关联的数据脉冲进行相关。在相关器的输出中，每个MPC导致出现一个峰值，并且所有的峰值共享由经过调制的数据比特决定的相同极性。通过对相关器在某个时间间隔内的输出进行积分，分散在MPC上的信号能量可以相干地相加，并接着被用来检测经过调制的数据比特。与Rake接收机相比，TR方案不需要信道估计，并且适用于密集的多径环境，并具有可管理的接收机复杂性。但是要得到这些有益效果而付出的代价是，由于需要发送参考脉冲而会造成功率降低，以及由于需要发送噪声参考脉冲而会造成噪声增强，其中后者导致较大的噪声乘噪声项(noise-times-noise term)，从而在低或中等的信噪比(SNR)范围内严重降低了检测性能。此外，为了避免参考脉冲和数据脉冲之间的脉冲间干扰(IPI)，参考脉冲和数据脉冲之间的时间间隔必须至少等于信道时延扩展，这表明在数据速率方面产生了损失。

为了改善TR系统的检测性能，现有技术中的大多数方法集中在，在相关操作之前通过平均噪声以获得更好的模板信号(templatesignal)。在这些方法中，值得注意的是在题为“具有匹配滤波器和脉冲相关器的混合UWB接收机”、公开号为US2005/0013390 A1的美国专利申请中公开了一种混合匹配滤波器相关接收机。如所公开的那样，通过在互相关器之前应用码元速率匹配滤波器，所述接收机不仅实现了噪声平均，而且允许随后的数字处理在码元速率下进行而不是在帧频下进行，从而使得该方案优于现有的TR方案。但是，该方案(在下文中称为传统的TR)以及其他现有技术的TR方案易于受到当参考脉冲和数据脉冲之间的间隔小于信道时延扩展时产生的IPI的影响。因此，能够实现的数据速率非常有限。为了解决这一问题，人们提议在存在IPI的情况下采用最大似然模板估计(template estimation)。但是，由于价格太昂贵而不能实现该方案。

因此，需要一种不受IPI影响、并且更适用于高速数据通信的低复杂性的UWB系统。

发明内容

根据本发明的一个方面，提供了一种用于发送、接收以及检测脉冲无线电信号的超宽带通信系统。所述超宽带通信系统包括：用于调制待发送的信息比特的发射机，以及用于从通过无线信道传送的接收信号检测这些信息比特的接收机。所述发射机包括：利用从M维正交编码向量中选取的正交编码向量，对数据码元进行编码的装置；以及用于生成脉冲对以便利用所述脉冲对对编码的数据码元进行调制并通过通信信道发送经调制的数据码元的装置。所述接收机包括：多个用于接收经调制的数据码元、并对经调制的数据码元进行滤波以输出一组滤波输出的装置；用于对所述滤波输出进行相关并输出一组相关输出的装置；以及用于将所述相关输出彼此进行比较并基于比较结果对所述数据码元进行解码的装置。

所述发射机在每个帧中发送一对脉冲，其中第一脉冲是未调制的参考脉冲，第二脉冲是与所述参考脉冲隔开时间间隔T_d的调制数据脉冲。通过所述参考脉冲和所述数据脉冲之间的极性差来调制一个信息比特，并且对于每个信息比特，发送N_s个这样的脉冲对，其中N_s为偶数。此外，通过由附加的log₂M个信息比特索引的M维正交序列之一，对N_s个数据脉冲进行加权。因此，在每个码元传输期间，发送(1+log₂M)个信息比特。所述正交序列被设计成其中每个序列都具有相同数量的+1和-1。

在接收机端，接收的信号首先通过(M+1)个匹配滤波器组。通过采用联合的方式来设计M维正交码和这些匹配滤波器的脉冲响应，这些滤波器的输出将不会包含IPI。第一匹配滤波器的输出被延迟T_d后，与其他M个匹配滤波器的输出分别相乘，并将乘积在某个时间段内积分以产生M个判决变量。解码器然后从所述M个判决变量中选取绝对值最大的一个判决变量，并利用其对全部(1+log₂M)个信息比特进行解码。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于超宽带通信的方法，包括：利用从M维正交编码向量中选取的正交编码向量，对数据码元进行编码；生成脉冲对以便利用所述脉冲对对编码的数据码元进行调制并通过通信信道发送经调制的数据码元；接收经调制的数据码元、并对经调制的数据码元进行滤波以输出一组滤波输出；对所述滤波输出进行相关并输出一组相关输出；以及将所述相关输出彼此进行比较并基于比较结果对所述数据码元进行解码。

与现有技术的TR系统相比，本发明的UWB系统具有以下几个优点。首先，通过联合设计信令和匹配滤波器，在匹配滤波器的输出中完全消除了由多径延迟脉冲的重叠而造成的IPI。因此，参考脉冲和数据脉冲之间的间隔可以显著减小，而不会降低检测性能。这反过来将减小避免帧间干扰(IFI)所需的最小帧长度，从而提高数据速率。其次，引入了新的M维正交调制来进一步提高数据速率。最后，与基于抵制IPI的最大似然模板估计器的TR方案相比，本发明具有更低的复杂性和更低的实现成本。在准备本申请的最后阶段，我们获悉了另一个方案——由Dong等人于2005年5月在《IEEE国际通信会议》上发表的“A new UWB dual pulse transmission and detection technique(UWB双脉冲传输和检测的新技术)”，其中，所建议的方法可以视为仅是本发明的一种特殊情况。

总之，通过允许参考脉冲和数据脉冲隔开较小的时间间隔，以及通过在每个码元传输期间发送附加的log₂M个信息比特，本发明的超宽带通信系统比传统的TR系统实现了更高的数据速率，并且甚至在采用更低的发送功率的情况下，也能够保持与传统的TR系统相同的误码率(BER)性能。另一方面，如果参考脉冲和数据脉冲之间的间隔必须小于高数据速率通信所需的信道时延扩展，那么在采用相同的发送功率的情况下，本发明的系统可以实现更好的BER性能。

附图说明

结合相应的附图对本发明进行详细的描述后，能够更好地理解本发明的新颖性特征，其中：

图1是根据本发明的一个实施方案的超宽带通信系统的方框图；

图2是图1的超宽带通信系统中的发射机的方框图；

图3是图1的超宽带通信系统中的接收机的方框图；

图4是图解说明如何利用一对平衡匹配滤波器消除IPI的图；

图5和6是分别示出在传统的TR系统和本发明的超宽带通信系统中，参考波形和数据波形重叠的无噪声的接收信号的图；

图7和8是分别示出在传统的TR系统和本发明的超宽带通信系统中，从图5和图6的信号获得的积分器的输入的图；

图9是比较指定数据速率的本发明的超宽带通信系统、平衡的TR系统以及传统的TR系统的BER性能的图；

图10和11是比较不同数据速率的本发明的超宽带通信系统、平衡的TR系统以及传统的TR系统的BER性能的图；以及

图12是示出在不同的数据速率下，受到相同的BER约束的本发明的超宽带通信系统与传统的TR系统的SNR增益的图。

具体实施方式

下面公开的是在仅略微增加接收机的复杂性的情况下，抑止参考脉冲和数据脉冲之间的IPI，以提高UWB系统的数据速率的有效方案。

图1是根据本发明的一个实施方案的超宽带通信系统的方框图。如图1所示，根据本发明的一个实施方案的超宽带通信系统100包括：发射机10、通信信道20以及接收机30。

图2是图1的超宽带通信系统中的发射机的方框图。如图2所示，发射机10包括编码器11和传统的TR发射机12。编码器11包括转换器1101、M维正交编码单元1102、以及乘法器1103。

下面以待发送数据的第i个码元(在图1中被示为B⁽ⁱ⁾)为例说明发射机10的操作原理。

如图1所示，码元B⁽ⁱ⁾包含(1+log₂M)个数据比特，并表示为$$ >{}^{}$$其中$$ >>>b>n>>(>i>)>sup>>\in >\{>0,1>\}>,>>$$n＝1，2，...log₂M+1。在编码器11中，码元B⁽ⁱ⁾被分为两部分：b₁⁽ⁱ⁾(一个比特)和(b₂⁽ⁱ⁾b₃⁽ⁱ⁾...b_log2M+1⁽ⁱ⁾)(log₂M个比特)。其中，b₁⁽ⁱ⁾被送入转换器1101，(b₂⁽ⁱ⁾b₃⁽ⁱ⁾...b_log2M+1⁽ⁱ⁾)被送入M维正交编码单元1102，并表示为$$ >{}^{}$$转换器1101用于对b₁⁽ⁱ⁾进行转换，其输出用表示。当$$ >>>b>1>>(>i>)>sup>>=>1>>$$时，$$ >>ver>>b>~>>1>>(>i>)>sup>>=>1>;>>$$当$$ >>>b>1>>(>i>)>sup>>=>0>>$$时，$$ >>ver>>b>~>>1>>(>i>)>sup>>=>->1>,>>$$

在M维正交编码单元1102中，由$$ >{}^{}$$表示的log₂M个比特中的每一比特用于选择M个正交编码中的一个编码。选择的编码的上标用m表示，并由下式确定：

$$ >>>>(>m>)>>2>>=>>(>>b>2>>(>i>)>sup>>>b>3>>(>i>)>sup>>·>·>·>>b>>>log>2>>M>+>1>>>(>i>)>sup>>)>>->->->>(>1>)>>>$$

例如，当m＝11时，(11)₂＝(1011)。即，通过等式(1)将十进制数m转换成二进制数(m)₂。所选择的正交编码中的每一个都是N_s元向量，并定义为$$ >{}^{}$$其中$$ >>>c>n>msup>>\in >\{>+>1>,>->1>\}>,>>$$n＝0，1，...，N_s-1。

根据本发明的一个优选实施方案，上述M个彼此正交的编码向量的设计标准满足：

i)每个码元的帧数N_s应当为偶数，并且在每个编码向量中，+1和-1的数量应当相等，即N_s/2个分量为+1，其余的N_s/2个分量为-1；

ii)M个编码向量彼此正交，即当m≠k时，$$ >>>\Sigma >>n>=>0>>>>N>s>>->1>sup>>>c>n>msup>>>c>n>ksup>>=>0>,>>$$其中m，k∈{0，1，...，M-1}。

特别地，如果M＝1，则不存在编码选择。在这种情况下，对于所有的码元传输，均采用满足第一条标准的固定编码。在描述所提出的接收机结构时将解释指定这两条设计标准的具体原因。

乘法器1103用于将选择的编码向量C^m与转换器1101的输出相乘，从而得到N_s元向量$$ >{}^{}$$其中$$ >>>d>n>>(>i>)>sup>>=>ver>>b>~>>1>>(>i>)>sup>>·>>c>n>msup>>,>>$$n＝0，1，...，N_s-1。然后，将得到的向量$$ >{}^{}$$送入传统的TR发射机12。

TR发射机12产生用于各个码元传输的N_s个脉冲对，其中每一个脉冲对均包含由时间间隔T_d隔开的参考脉冲和数据脉冲。D⁽ⁱ⁾的N_s个分量分别确定所述N_s个脉冲对中的数据脉冲的极性。通过所述参考脉冲和所述数据脉冲之间的极性差来调制一个信息比特，并且对于每个信息比特，发送N_s个这样的脉冲对，其中N_s为偶数.

TR发射机12包括脉冲序列生成器1201、延迟器1202、乘法器1203以及加法器1204。由脉冲序列生成器1201产生的脉冲序列经延迟器1202延迟T_d后送入乘法器1203。在乘法器1203中，将上述经延迟的序列与来自于乘法器1103的D⁽ⁱ⁾相乘，然后将乘积送入加法器1204。在加法器1204中，将脉冲序列与上述乘积相加，从而得到第i个码元B⁽ⁱ⁾的发送信号s_tr(t)，并表示为：

$$ >>>s>tr>>>(>t>)>>=>>>>E>s>>>2>>N>s>>>\; >>\Sigma >>j>=>i>>N>s>>>>j>=>>(>i>+>1>)>>>N>s>>->1>\; >[>>\omega >tr>>>(>t>->j>>T>f>>)>>+>>d>>j>->i>>N>s>>>>(>i>)>sup>>>\omega >tr>>>(>t>->j>>T>f>>->>T>d>>)>>]>,>->->->>(>2>)>>>$$

其中ω_tr(t)是脉冲宽度为T_ω的发送脉冲，其中T_ω等于码片时间T_c。T_f是在其中发送所述脉冲对的帧时间。T_d是参考脉冲和数据脉冲之间的时间间隔。E_s是发送一个码元所使用的能量。此外，根据FCC原则，随机的极性转换可以应用于所述脉冲对以改善发送谱的形状，但是在这里对此不进行描述。

当像在传统的TR系统中那样，采用N_s个脉冲对发送一个数据比特时，同时发送附加的log₂M个数据比特。因此，与通过传统的TR方案获得的数据速率R_b＝1/(N_sT_f)相比，总的数据速率增加到：

                R_s＝(1+log₂M)R_b                        (3)

发射机10输出的信号S_tr(t)然后通过通信信道20进行传送。如图1所示，通信信道20的脉冲响应h_c(t)可表示为下面的抽头延迟线(tapped-delay-line)模型：

$$ >>>h>c>>>(>t>)>>=>>\Sigma >>l>=>0>>>L>->1>\; >>a>1>>\delta >>(>t>->>lT>c>>)>>->->->>(>4>)>>>$$

这里，h_c(t)是多径信道，a₁是在时间间隔[lT_c，(1+l)T_c)内获得的多径分量(MPC)的增益系数之和，总的时间间隔为L。信道时延扩展等价地由T_m＝LT_c给出。通信信道20的输出可表示为：

              r(t)＝s_rec(t)h_c(t)+n(t)                 (5)

其中，s_rec(t)包含了接收天线在发送脉冲ω_tr(t)上作为时域微分器的影响。n(t)是通信信道20中的加性高斯白噪声(AWGN)。表示卷积操作。

从式(2)和(5)中可以看出，为了保证两个连续帧中的信号之间没有帧间干扰(IFI)，因而使$$ >>>T>f>>>>>T>d>>+>>T>m>>.>>$$此外，如果参考脉冲和数据脉冲之间的时间间隔T_d小于信道时延扩展T_m，那么多径则会导致出现IPI。在传统的TR系统中，这将会降低接收机的检测性能。但是，通过采用本发明的超宽带通信方案，则可以完全消除IPI。在下面的段落中，将说明如何通过本发明的连接信令(joint signaling)和接收机设计来实现这一点，并详细说明相关的设计原则和复杂性问题。

图3是图l的超宽带通信系统中的接收机的方框图。如图3所示，接收机30包括三个模块：匹配滤波器组31、延迟一乘法一积分模块32以及比较一解码模块33。匹配滤波器组31包含第一匹配滤波器h₊⁽ⁱ⁾(t)和M个与第一匹配滤波器匹配的匹配滤波器$$ >>\{>>h>>m>->>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>|>m>=>0,1>,>.>.>.>,>M>->1>\}>.>>$$其中，M个匹配滤波器$$ >>\{>>h>>m>->>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>|>m>=>0,1>,>.>.>.>,>M>->1>\}>>$$中的每一个分别与h₊⁽ⁱ⁾(t)耦合，从而构成M个平衡匹配滤波器对，如图3所示。第m对平衡匹配滤波器能够消除采用编码C^m发送的信号中的IPI。此外，由于不同的编码之间的正交性，与发射机所采用的编码不匹配的其他匹配滤波器的输出简单地变为零。这样便能够进行M维的正交调制。

通过通信信道20传输的信号r(t)被送入匹配滤波器组31。匹配滤波器组31的脉冲响应与由下式给出的第i个码元的模板信号相匹配：

$$ >>>h>+>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>=>>1>>>N>s>\; >>>\Sigma >>j>=>i>>N>s>>>>>(>i>+>1>)>>>N>s>>->1>\; >>\omega >rec>>>(>t>->j>>T>f>>)>>->->->>(>6>)>>>$$

$$ >>>h>->>(>i>)>sup>>>(>t>)>>=>>1>>>N>s>\; >>>\Sigma >>j>=>i>>N>s>>>>>(>i>+>1>)>>>N>s>>->1>\; >>c>>j>->i>>N>s>>>msup>>>\omega >rec>>>(>t>->j>>T>f>>)>>,>m>=>0,1>,>.>.>.>,>M>->1>->->->>(>7>)>>>$$

相应的匹配滤波器的输出可以表示为：

$$ >>>y>+>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>=>>\int >>->\infty >>>+>\infty >sup>>r>>(>\tau >)>>>h>+>>(>i>)>sup>>>(>\tau >->t>)>>d\tau >->->->>(>8>)>>>$$

$$ >>>y>>m>->>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>=>>\int >>->\infty >>>+>\infty >sup>>r>>(>\tau >)>>>h>>m>->>>(>i>)>sup>>>(>\tau >->t>)>>d\tau >,>m>=>0,1>,>.>.>.>,>M>->1>->->->>(>9>)>>>$$

如前所述，如果M＝1，则没有附加的数据比特要发送。但是，在这种情况下仍然可以采用满足用于IPI消除机制的第一条设计标准的固定编码。

特别地，当M＝1时形成的特殊的TR系统，在下文中称为平衡的TR系统。

匹配滤波器组31的输出被送入延迟-乘法-积分模块32。

延迟-乘法-积分模块32包括延迟器3201、乘法器3202₁～3202_M以及积分器3203₁～3203_M。所述第一匹配滤波器的输出y₊⁽ⁱ⁾(t)经延迟器3201延迟T_d后与所述M个匹配滤波器的输出y_m-⁽ⁱ⁾(t)(m＝0，1，...，M-1)分别在乘法器3202₁～3202_M中相乘。然后，在积分器3203₁～3203_M中，将上述乘积在某个时间段内进行积分，从而产生由下式给出的M个判决变量：

$$ >>>\xi >m>>=>>\int >>>T>d>>->>T>c>>>>>T>d>>+>>QT>c>>sup>>>y>+>>(>i>)>sup>>>(>t>->>T>d>>)>>>y>>m>->>>(>i>)>sup>>>(>t>)>>dt>,>m>=>0,1>,>.>.>.>,>M>->1>->->->>(>10>)>>>$$

其中，使QT_c大于等于零而小于等于T_m(即，0≤QT_c≤T_m)，以收集分散在所有MPC的大部分信号能量。基于$$ >>>T>f>>>>>T>d>>+>>T>m>>>$$的假设，仅对匹配滤波器的第一帧中的波形感兴趣。此外，可对所述某个时间段进行配置，以达到最大的输出信噪比。

将积分器3203₁～3203_M产生的M个判决变量ξ₀，ξ₁，...，ξ_M-1输入比较-解码模块33，比较-解码模块33对判决统计量{ξ_m|m＝0，1，...M-1}进行比较，并从中选取绝对值最大的一个，表示为

$$ >>|>>\xi >k>>|>=>>max>>0>\le >m>\le >M>->1>\; >\{>|>>\xi >m>>|>\}>->->->>(>11>)>>>$$

然后利用绝对值最大的判决变量ξ_k对(1+log₂M)个数据比特进行如下解码：

$$ >{}^{}$$

$$ >>ver>>b>^>>1>>(>i>)>sup>>=>>1>2>>[>1>+>sign>>(>>\xi >k>>)>>]>->->->>(>13>)>>>$$

根据本发明的一个实施方案的接收机结构与传统TR系统的接收机的区别在于引入了附加的M个匹配滤波器，所引入的M个匹配滤波器的脉冲响应还与M维正交编码相匹配。具体地说，通过遵循上述两条设计标准，所述接收机能够消除由多径造成的IPI，并能够实现M维正交调制。图4示出了IPI消除机制，其中，假定N_s＝4、C^m＝(1，-1，1，-1)以及$$ >>>b>1>>(>i>)>sup>>=>1>.>>$$R_n和D_n分别表示在第n帧中接收的参考波形和数据波形。在第一子图中可以看出，每个参考波形的尾部与相应的数据波形重叠。在第二和第三子图中示出了滤波过程。由于模板信号h₊⁽ⁱ⁾(t)和h_m-⁽ⁱ⁾(t)被切换并且与接收的波形相关，因此在滤波器的输出y₊⁽ⁱ⁾(t)和y_m-⁽ⁱ⁾(t)中将分别出现IPI，如最后两个子图中的虚线所示。但是不难发现，由于采用了+1和-1数量相等的编码序列C^m，因而在将N_s个帧中的IPI相加后完全消除了IPI。应当注意的是，为了完全消除IPI，假定多径信道(5)至少在一个码元周期是不变的。

为了更好地研究IPI的消除机制，并将本发明的超宽带通信系统与传统的TR系统进行比较，图5和图6分别示出了传统的TR系统和本发明的超宽带通信系统的两个示意性的无噪声的接收波形，其中二者均采用了与图4相同的参数。应当注意的是，在传统的TR系统中未采用正交码并且仅有一个与h₊⁽ⁱ⁾(t)匹配的匹配滤波器。图7和图8分别示出了上述两个系统中的乘法器的输出，其中乘法器的输出同时也是相关器的输入。可以看出，在本发明的超宽带通信系统中，MPC分享由b₁⁽ⁱ⁾确定的相同极性，从而可以被连续积分以检测数据；然而，传统的TR系统受到IPI的影响，并对具有不同极性的MPC进行非连续积分。

为了将本发明的超宽带通信系统的性能与传统的TR系统的性能进行比较，我们研究了它们的BER性能。为了进行公平的比较，对于两个系统来说，用于发送一个比特信息的能量是相同的，并且用E_b表示。假定接收的脉冲是由下式给出的高斯单周期脉冲的二阶导数

          ω_rec(t)＝(1-4π(t/τ_m)²)exp(-2π(t/τ_m)²)    (14)

其中τ_m＝0.0686ns，得到的码片时间T_ω＝0.167ns。对于正交的编码集，我们采用了Walsh序列，而未采用不满足第一条设计标准的全为一的序列。生成全部MPC的到达时间和信道增益系数的连续时间信道模型遵循IEEE802.153a室内无线信道模型，该模型被专门设计用来对高数据速率的超宽带通信系统的物理层进行分析。对于不同的信道模型，例如，视距(LOS)和非视距(NLOS)模型，根据不同的信道时延扩展，L将会不同。为了不失一般性，我们选取代表LOS信道模型的信道模型CM1。选取LT_c为200脉元(等价于约33ns的信道时延扩展)。我们选取积分间隔QT_c＝50脉元，以收集足够的信号能量，而不积累过多的噪声能量。应当注意的是，可以根据不同的输入SNR值进一步优化上述积分间隔值，以产生最大的输出SNR。在所有的仿真中，帧长度满足T_f＝T_d+T_m+T_c，作为确保相邻的帧之间不存在IFI的最低要求。因此，不同的T_d值会导致不同的帧长度，从而导致不同的数据速率。

图9分别示出了当{N_s＝4，M＝2}和{N_s＝16，M＝4}时，超宽带通信系统、平衡的TR系统以及传统的TR系统的BER性能。在图9中，选取T_d为16脉元。与信道时延扩展T_m＝200脉元相比，接收的参考波形和数据波形将严重重叠。如图9所示，除了由于高阶调制的缘故而使得本发明的超宽带通信系统在低SNR范围内(＜6dB)比其他两种系统的性能差之外，本发明的超宽带通信系统和平衡的TR系统在整个SNR区域均提供了比传统的TR系统更佳的BER性能。具体地，当必须要获得大小为10^-2的BER时，对于{N_s＝4，M＝2}和{N_s＝16，M＝4}这两种情况，平衡的TR系统比传统的TR系统每比特E_b/N₀的SNR增益约高1.5dB，而对于上述两种情况，本发明的超宽带通信系统分别提供了额外的1dB和2dB的增益。如果采用相同量的能量来发送一个比特的信息，那么，当将N_s从4增大到16时，传统的TR系统和平衡的TR系统的BER性能并没有改善。但是，对于本发明的超宽带通信系统来说，这种改善是显著的，这就表明本发明的超宽带通信系统更适合用于高数据速率通信。

图10和图11给出了在由不同的T_d值所表示的不同的数据速率下，分别对于{N_s＝4，M＝2}和{N_s＝16，M＝4}这两种情况，本发明的超宽带通信系统和传统的TR系统之间的比较。可以再次观察到本发明的超宽带通信系统的较好的BER性能。由于本发明的系统不会受到IPI的影响，因此不同数据速率下的BER性能是相同的，因而BER曲线是彼此重叠的。因此，在这两个图中仅给出一条这样的曲线。另一方面，如图10和图11所示，传统的TR系统的BER性能随T_d变小而下降。原因在于，参考脉冲和数据脉冲之间的间隔越小，IPI则越大，因为到达较早的MPC通常携带更多的能量。这种性能的下降意味着传统的TR系统易受IPI的影响，从而进一步突出了本发明的系统的优点。

从图10和图11中可以看出，假定必须达到某个BER水平，那么，当两个系统(即本发明的超宽带通信系统和传统的TR系统)在相同的数据速率下操作时，前者总是可以提供一定量的SNR增益(导致较低的发送功率)。图12示出了BER为10^-2，在不同的数据速率下，对于{N_s＝4，M＝2}和{N_s＝16，M＝4}这两种情况，本发明的超宽带通信系统优于传统的TR系统的SNR增益。可以看出，数据速率越高，本发明的系统所能实现的SNR增益就越大。

从上面给出的仿真结果中，可以很好地看出本发明的系统优于传统的TR系统的性能。应当注意的是，这种性能的改善仅是在稍微增加收发机的复杂性的情况下实现的。具体地说，仅需要在发射机端增加一个附加的编码器。在接收机端需要M个附加的匹配滤波器。但是，即便是M很小(例如，M＝2或M＝4)，本发明的系统也能够实现显著的性能改善。与处理IPI的现有技术的TR系统(例如，最大似然模板估计器)相比，本发明的系统具有低得多的复杂性，并且需要更少的处理时间。

通过引入由用户专用的伪随机序列(现有技术中公知为跳时(TH))确定的附加定时转换(timing shift)，不难将本发明的超宽带通信系统推广到支持多址接入(MA)通信。在本发明的系统中，有效的帧长度T_f可以显著地增大，以保持一定的数据速率。较大的帧长度增大了TH编码集的大小，从而增大了MA的容量。对于不同的用户来说，利用参考脉冲和数据脉冲之间的不同间隔，可以进一步增大MA的容量。仅对于期望的接收机来说，这会导致参考波形和数据波形之间的调整，从而降低其他用户的干扰。

尽管本发明是基于利用参考脉冲和数据脉冲之间的相对极性来调制信息比特的传统的TR系统而设计的，但是也可用于利用数据脉冲相对于参考脉冲和数据脉冲之间的正常的时间间隔的位置来调制信息比特的其他传统TR系统。基于上面的描述，可以直接将本发明的超宽带通信系统应用于这些系统。本发明的其他类似的优点包括提高的数据速率和更好的BER性能。

尽管本发明参照相应的示例性实施方案进行了描述，但是这些描述并不是用来限制本发明。本领域的技术人员可以对本发明进行各种修改和变化。因此，应该理解本发明覆盖了落入由所附权利要求书限定的本发明保护范围的所有修改、等同物、和替换。