用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法

技术领域

本发明涉及一种频率同步方法，特别涉及一种用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法。

背景技术

移动通信系统中，用户设备在初始接入时，需要通过同步搜索过程，与某个小区取得时间同步和频率同步。WCDMA系统小区搜索采用异步操作。在小区搜索过程中，用户设备搜索一个小区并确定下行链路扰码、此小区的帧同步和频率同步。

与WCDMA下行同步相关的物理信道有主同步信道PSCH、辅助同步信道SSCH和下行公共导频信道PCPICH。同步信道SCH包括正交的主同步信道PSCH和辅助同步信道SSCH，PSCH和SSCH在10ms一帧中的结构如图1所示。

参见图1，同步信道SCH在每个时隙Slot的前256chips周期发送。主同步信道PSCH中传送的信息称为主同步码PSC，用Cpsc表示；辅助同步信道SSCH中传送的信息称为辅助同步码SSC，用Cssc表示。图1中，Cpsc为主同步码，WCDMA标准中定义主同步码的长度为256chips，并且在所有的小区所有的时隙都是相同的。通过对主同步码PSC的识别，可以确定时隙定时。

主同步码PSC，标准中称为广义分层次Golay码，它通过一个16bits的码a，通过如下方式调制生成256bits的PSC，生成方式如下：

a＝<x1，x2，x3，…，x16>＝<1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，1>

Cpsc＝(1+j)×<a，a，a，-a，-a，a，-a，-a，a，a，a，-a，a，-a，a，a>；

系统中还定义了16个长度为256的辅助同步码。图中Cssc^i，k为16个辅助同步码中的一个，i＝1～64是辅助同步码的码组号，由基站决定，而k是所在时隙的顺序号，k＝0～14。这样，(Cssc^i，0，Cssc^i，1，...，Cssc^i，14)就表示了第i个码组的辅助同步码在各个时隙的输出。通过对辅助同步码的识别，一方面可以找到帧边界，另一方面可以识别出所在小区正在使用的扰码的码组号。

SSC序列为分层次Golay码与hardmard序列的乘积，它通过如下方式生成：

b＝<x1，x2，x3，x4，x5，x6，x7，x8，-x9，-x10，-x11，-x12，-x13，-x14，-x15，-x16>

z＝<b，b，b，-b，b，b，-b，-b，b，-b，b，-b，-b，-b，-b，-b>

Cssc，k＝(1+j)×<hm(0)×z(0)，hm(1)×z(1)，hm(2)×z(2)，…，hm(255)×z(255)>；

其中hm(n)为序号为16(k-1)的Hardmard序列。

下行公共导频信道PCPICH是由周期为38400chips长码(long code)构成。Long code通过图2的两个18阶的移位寄存器生成的M序列构成截断的GOLD序列。

根据上述与同步相关物理信道的特点，WCDMA系统时间同步方法一般分为三个步骤：时隙同步、帧同步和码组确定、扰码确定。频率同步与时间同步的过程密切相关，现有的频率同步方法一般分为2个步骤：

步骤1：频偏粗调

频偏粗调包括频偏的粗略估计和调整。它是利用时隙同步差分匹配滤波的结果进行频偏的粗略估计。具体的来说，即通过搜索差分匹配滤波结果得到其峰值filtRes_peak，则频偏的粗略估计如式(1)：

${\mathrm{\Delta f}}_{\mathrm{Coarse}}=\frac{\arg \left({\mathrm{filtRes}}_{\mathrm{Peak}}\right)}{2\pi \times W1\times \mathrm{\Delta T}}---\left(1\right)$

式(1)中arg(·)表示求相位，单位为rad；W1表示差分匹配滤波的窗长；ΔT表示采样时间间隔。

步骤2：频偏精调

频偏精调包括频偏的精确估计和调整。它是利用PCPICH解扰解扩后的结果进行频偏的精确估计。因为PCPICH信道发送的信号等效为基带的直流信号，如果有频偏存在的情况下，PCPICH的信号则等效为频率为频偏的单音信号。因此，可以通过搜索解扰解扩后结果的快速傅立叶变换(FFT)得到其峰值，根据峰值的相位对频偏进行精确估计。

现有的频率同步方法需要包含频偏粗调和频偏精调两个步骤，需要占用较多的计算、存储资源。

发明内容

本发明为了克服以上现有技术存在的不足，提供了一种简化、精确、占用较少计算存储资源的用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法。

本发明的目的通过以下的技术方案实现：本用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，其特征在于包括以下步骤：

(1)WCDMA基站在PCPICH上发送的数据为其使用的扰码SC与+1/-1的乘积，扰码SC以帧为周期，在解扰模块解扰之后PCPICH承载的是频率为频偏的单音信号，用相应的扰码SC对一帧数据进行解扰，得到Dsc＝<dsc1，dsc2，…，dsc38400>；

(2)在按窗长累加模块，按照窗长W对Dsc进行累加，得到Asc＝<asc1，asc2，…，表示向下取整，W的取值取决于频偏的大小；

(3)在补零模块，根据快速傅立叶变换的点数N对Asc进行补零得到Zsc＝<zsc1，zsc2，…，zscN>＝<asc1，asc2，…，zero1，zero2，…，

(4)在FFT模块，对Zsc进行快速傅立叶变换FFT得到Fsc＝<fsc1，fsc2，…，fscN>；

(5)在搜索最大值模块，搜索Fsc中的最大值，得到其对应的下标maxIndex；

(6)在频偏估计值计算模块，根据傅立叶变换的点数N对maxIndex进行调整，得到index：如果maxIndex<N/2，则index＝maxIndex；如果maxIndex≥N/2，则index＝maxIndex-N，频偏的精确估计值为foe＝-(3.84e6×index)/(W×N)。

所述解扰模块包括一个或者一个以上的乘法器。

所述按窗长累加模块包括一个或者一个以上的累加器。

所述补零模块包括一个或者一个以上的比较器。

所述FFT模块包括一个或者一个以上的乘法器和加法器。

所述搜索最大值模块包括一个或者一个以上的比较器。

所述频偏估计值计算模块包括一个或者一个以上的乘法器、加法器、比较器和除法器。

上述频率同步方法过程是以单倍采样率进行描述的，多倍采样率的情况本频率同步方法同样适用。

本发明相对于现有技术具有如下的优点：

一、本用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法，简化了频率同步的步骤，提高了频率同步的精度，占用较少计算、存储资源，更适用于WCDMA系统下行接收机的频率同步；

二、使用可变窗长W代替扩频因子256，对解扰结果进行累加，使用可变窗长W可以更好的适应实际应用中频偏导致的相位旋转，在抗噪声干扰和适应相位旋转两方面取得折中；

三、对累加的结果进行补零操作之后再进行快速傅立叶变换，提高了频谱模拟域的分辨率，即提高了频偏估计的精度；

四、相对于现有的频率同步方法，省却了频偏粗调，只需要频偏精调一个步骤，减少了计算需求和存储需求。

本方法可在信噪比为3dB、用户端与基站间的频偏为±6000Hz的情况下，对频偏的精确估计可在一帧之内完成。

本发明应用于用户终端、路测设备、智能直放站等下行接收机的具体应用形式。本发明不仅适用于单小区的情况，也适用于同频多小区的情况。

附图说明

图1为WCDMA系统下行同步信道SCH的帧结构示意图。

图2是现有的移位寄存器生成下行扰码的原理示意图。

图3是本发明的一种用于WCDMA系统下行接收机的频率同步方法的方框示意图。