压电薄膜谐振器、使用该压电薄膜谐振器的滤波器、使用该滤波器的双工器、以及使用该滤波器或该双工器的通信设备

具体实施方式

以下，参照附图来说明本发明的实施方式的压电薄膜谐振器、使用该压电薄膜谐振器的滤波器、使用该滤波器的双工器、以及使用该滤波器或该双工器的通信设备。

(实施方式一)

图1A是表示本发明的实施方式一的FBAR1a的结构的俯视图，图1B是表示图1A的A-A′截面的截面图。在基板11上形成有空隙12。下部电极13(第一电极)形成在基板11上并覆盖空隙12。压电膜14形成在下部电极13上。上部电极15a(第二电极)形成在压电膜14上。在谐振区域20中，当施加预定的高频电压时，在上部电极15a与下部电极13之间的压电膜14中会产生在上部电极15a表面的法线方向上传播的弹性波。在谐振区域20中，下部电极13、压电膜14、以及上部电极15a分别形成为其厚度均匀，谐振区域20中的压电膜14的声学特性是均匀的。在谐振区域20的基板11上形成有空隙12。非谐振区域21是上部电极15a与下部电极13未相对的区域，当施加电压时在上部电极15a与下部电极13之间的压电膜14中不产生弹性波。

如图1B所示，在比谐振区域20与非谐振区域21之间的边界(谐振区域的端部)靠近内侧一定距离的上部电极15a的部分上形成有电气性不连续部18a。电气性不连续部18a与上部电极15a绝缘。

如图1A所示，电气性不连续部18a被分割为多个(在图1A中为6个)电气性不连续部18a-1～18a-6。电气性不连续部18a-1～18a-6比谐振区域的端部靠近内侧一定的距离并沿谐振区域的端部配置成椭圆圆周状。各个电气性不连续部18a-1～18a-6与相邻的电气性不连续部隔开间隔而配置。由此，上部电极15a中的、相对于电气性不连续部18a的内侧的区域与相对于电气性不连续部18a的外侧的区域能够导通。

如图1B所示，电气性不连续部18a具有与上部电极15a相接触的绝缘部17a和与上部电极15a为同种金属的模拟电极16a。模拟电极16a被绝缘部17a包围并与上部电极15a绝缘。由于模拟电极16a由与上部电极15a相同种类的金属形成，因此施加给模拟电极16a之下的压电膜14的压力与施加给上部电极15a之下的压电膜14的压力相同，在上部电极15a之下和在模拟电极16a之下压电膜14的声学特性相同。

图1C是用于表示下部电极13与上部电极15a的位置关系的图，下部电极13通过虚线来表示，上部电极15a通过实线来表示。下部电极13的外周具有椭圆弧状的部分(椭圆弧状部分)。上部电极15a的外周具有椭圆弧状的部分并被配置成该外周为椭圆弧状的部分与下部电极13的椭圆弧状部分间隔着压电膜14而重合为椭圆形状。该重合的区域为谐振区域20。

FBAR1a的制造方法是在以往的FBAR的制造程序中追加了形成电气性不连续部18a的步骤的方法。以下，说明包含形成以往的FBAR中所没有的电气性不连续部18a的步骤的上部电极15a的形成步骤。通过遍布压电膜14的整个上表面形成金属层、然后通过照相平版印刷除去金属层中的不需要的部分来形成上部电极15a。通过该照相平版印刷，同时也除去形成绝缘部17a的区域的金属层。通过除去形成绝缘部17a的区域的金属层，被形成绝缘部17a的区域包围的部分会残留有如孤岛那样的金属层，这将成为模拟电极16a。然后，通过溅射等在形成绝缘部17a的区域埋入绝缘性的材料来形成绝缘部17a。通过以上步骤来形成电气性不连续部18a。

接下来，说明FBAR1a的动作。如果向下部电极13与上部电极15a之间施加预定的高频电压，则在谐振区域20的压电膜14中会产生活塞波型的波。并且，会产生在与上部电极15a表面的法线方向相垂直的方向(图1B中的左右方向)上传播的波(即横向方向的波)。图2是表示FBAR1a的动作时的横向方向的波的FBAR1a的截面图。为了表示横向方向的波22、23，省略了压电膜14的剖面线。另外，为了表示横向方向的波23，将电气性不连续部18a的位置从图1B的位置移开后进行了图示。

由于不对电气性不连续部18a施加高频电压，因此在电气性不连续部18a之下的压电膜14中不产生波。如图2所示，在电气性不连续部18a之下的压电膜14中，从两侧传播的横向方向的波22、23相互抵消。因此，横向方向的波减少，从而能够减少由于横向波型的波而引起的乱真。

图3A是表示FBAR1a的复数阻抗特性31的史密斯圆图。图3B是表示FBAR1a的反射系数的频率特性41的图。在图3A和图3B中，为了进行比较，同时通过虚线表示了图15所示的以往的FBAR101a的特性141、151。根据图3A和图3B可知，FBAR1a与以往的FBAR101a相比在1.86GHz以下的频率中减少了乱真。

图4是表示将FBAR1a(第一FBAR1a)配置在串联臂上的梯型滤波器5的结构的电路图。在梯型滤波器5中，在串联臂上配置了第一FBAR1a，在并联臂上配置了谐振频率与第一FBAR1a不同的第二FBAR6。第二FBAR6经由线圈7接地。另外，如果将第一FBAR1a的谐振频率和第二FBAR6的反谐振频率设定为相同程度的频率，则梯型滤波器5具有图5所示的插损特性51。

在图5中，为了与特性51进行比较，通过虚线在图5中表示了图18所示的以往的梯型滤波器的插损特性161。根据图5可知，该梯型滤波器5的特性51与特性161(图18)相比，1.82～18.6GHz频带中的乱真减少了。另外，在通频带的高频侧(1.86～1.88GHz)中，具有与通过以往的FBAR101a构成的滤波器相同的特性，插损未降低。

接下来，说明从图1B所示的谐振区域20的端部到电气性不连续部18a的距离g的适当的范围。图6A～图6H是表示图1B所示的电气性不连续部18a的宽度w为1.2μm、使电气性不连续部18a与谐振区域20的端部之间的距离g阶段性地从1.85μm改变至10.35μm时的各反射系数的频率特性的图。图6A是表示距离g为1.85μm时的特性42a的图，图6B是表示距离g为3.1μm时的特性42b的图。另外，图6C是表示距离g为4.25μm时的特性42c的图，图6D是表示距离g为5.4μm时的特性42d的图。另外，图6E是表示距离g为6.6μm时的特性42e的图，图6F是表示距离g为7.85μm时的特性42f的图。另外，图6G是表示距离g为9.1μm时的特性42g的图，图6H是表示距离g为10.35μm时的特性42h的图。

图6A～图6H使用与计算了图17B的特性151的软件相同的通用压电分析软件来求出。在各图中，为了进行比较，通过虚线表示了图17B所示的以往的FBAR101a的反射系数的频率特性151。图6A～图6F所示的特性42a～42f与以往的FBAR101a的特性151相比乱真减少。另外，特性42a～42f与特性42g、42h相比乱真减少。即，如果距离g处于1.85μm～7.85μm的范围内，则乱真减少的效果更高。

通过该计算，计算出活塞波型的波长λ为2.3μm。因此，图1B所示的电气性不连续部18a离谐振区域20的端部的距离g的适当的范围为0＜g＜3λ。这里，即使w、λ改变了，该适当的范围也成立。另外，如果将声速设定为v并将频率设定为f，则活塞波型的波长λ可以通过λ＝v/f求出。

另外，如果电气性不连续部18a的宽度w变得比活塞波型的波长λ更宽，则有时电气性不连续部18a之下的压电膜14的声学特性会发生变化，横向方向的波发生反射。因此，优选的是电气性不连续部18a的宽度w位于满足0＜w＜λ的范围内。

如上所述，通过构成FBAR1a，横向波型的波减少，反射系数的乱真减少。因此，在使用图4所示的第一FBAR1a构成的梯型滤波器5中，乱真减少，同时能够维持通频带的高频侧的特性。

另外，在本实施方式中，以模拟电极16a由与上部电极15a相同的材料形成为例来进行了说明，但是模拟电极16a不限于与上部电极15a的材料相同，也可以是其他的金属或绝缘体等。当使用与上部电极15a不同的材料时，为了使模拟电极16a之下的压电膜14与上部电极15a之下的压电膜14的声学特性相同，优选使模拟电极16a的表面密度与上部电极15a相同。如果使模拟电极16a之下的压电膜14与模拟电极16a的两侧的上部电极15a之下的压电膜14的声学特性相同，则在电气性不连续部18a之下的压电膜14中，横向方向的波更加容易抵消，减少乱真的效果增强。

并且，优选的是模拟电极16a的材料具有与上部电极15a相同程度的密度。通过具有相同程度的密度，将模拟电极16a的上表面配置在与上部电极15a的上表面相同的平面上，能够在不形成平坦化膜的情况下在该平面上形成电介质膜等。

另外，绝缘部17a不必一定由绝缘体构成，只要不使模拟电极16a与上部电极15a导通即可，也可以是空隙。

另外，作为电气性不连续部18a的变形示例，即使在使用图7所示的电气性不连续部18b的FBAR1b中，也能够同样地获得减少乱真的效果。图7是表示作为本实施方式的变形示例的FBAR1b的结构的截面图。电气性不连续部18b具有模拟电极16b和使模拟电极16b与上部电极15b绝缘的绝缘部17b。绝缘部17b还形成在模拟电极16b与压电膜14之间的边界上。

在图1B所示的FBAR1a中，如果FBAR所使用的频率变得更高，则为了满足0＜w＜λ，需要使电气性不连续部18a的宽度变窄，绝缘部17a的宽度也会变窄。于是，在上述形成电气性不连续部18a的步骤中，难以使用蚀刻等来形成宽度窄的绝缘部17a。与此相对，图7所示的FBAR1b的电气性不连续部18b如下形成。由于其他步骤与FBAR1a相同，因此省略说明。

在形成上部电极15b的步骤中，通过照相平版印刷形成上部电极15b的图案并除去形成电气性不连续部18b的区域的金属层。然后，通过溅射等在形成电气性不连续部18b的区域的底面和与电气性不连续部18b相接触的上部电极15b的侧面上形成膜状的绝缘部17b。然后，使金属材料沉积在绝缘部17b上来形成模拟电极16b，其中所述绝缘部17b形成在形成电气性不连续部18b的区域的底面上。如此，即使在用于更高频的FBAR中，也能够形成电气性不连续部18b，从而能够减少乱真。

在本实施方式中，以在上部电极15a、15b上设置电气性不连续部18a、18b的构成方式为例来说明了FBAR1a、1b，但是也可以在谐振区域20的下部电极13上设置电气性不连续部，或者还可以在谐振区域20的上部电极15a、15b和下部电极13的各自相对的位置上设置电气性不连续部。

另外，在FBAR1a、1b中，也可以使谐振区域20形成为圆形形状、正方形形状等角为偶数的多边形形状，但优选的是形成为椭圆形状或五边形等角为奇数的多边形形状。如果使谐振区域20形成为椭圆形状或角为奇数的多边形形状，则横向方向的波的传播距离多种多样，特定波长的波不会相互加强，从而不易产生乱真。与电气性不连续部中的横向方向的波的相互抵消效果相互结合，能够进一步减少乱真。

另外，在本实施方式中表示了空隙12和谐振区域20的基板11在表面方向上的面积相同的情况，但是空隙12的面积也可以比谐振区域20的面积大。如果为该结构，则谐振点和反谐振点的Q值良好。

(实施方式2)

图8A是表示本发明的实施方式二的FBAR2a的结构的俯视图，图8B是图8A的A-A′截面的截面图。在FBAR2a中，电气性不连续部28a形成在上部电极25的外部。在FBAR2a中，对于与FBAR1a相同的构成要素标注相同的标号并省略说明。

图8C是为了在图8A所示的FBAR2a中表示下部电极13的形状而表示了除去了电气性不连续部28a和压电膜14的状态的俯视图。另外，通过虚线表示了上部电极25的形状。下部电极13具有外周为椭圆弧状的部分。该外周为椭圆弧状的部分间隔着压电膜14而与上部电极25相重合。该重合的椭圆形状的区域为谐振区域20。

如图8B所示，在压电膜14上形成有上部电极25。在压电膜14上，在未形成有上部电极25的区域(非谐振区域21)上形成有与上部电极25绝缘的电气性不连续部28a。电气性不连续部28a具有模拟电极26a和绝缘部27a。即，上部电极25和模拟电极26a通过绝缘部27a而被绝缘。模拟电极26a由种类与上部电极25相同的金属形成，并具有与上部电极25相同的厚度。由此，能够使上部电极25和模拟电极26a的表面密度大致相同。通过这样的结构，能够使模拟电极26a之下的压电膜14和上部电极25之下的压电膜的声学特性相同。

优选的是，图8B所示的绝缘部27a的宽度w1为0＜w1＜λ，以使边界区域20与非边界区域21之间的边界处的横向方向的波的反射减少。

图8B所示的FBAR2a的制造方法是在以往的FBAR的制造程序中追加了形成电气性不连续部28a的步骤的方法，以下对电气性不连续部28a的形成步骤进行说明。遍布压电膜14的整个上表面形成金属层，然后通过照相平版印刷除去金属层中的形成绝缘部27a的区域。残留的金属层的一部分为上部电极25，其他部分为模拟电极26a。然后，通过溅射等在形成绝缘部27a的区域埋入绝缘性的材料来形成绝缘部27a。通过如上的步骤形成电气性不连续部28a。

接下来，说明FBAR2a的动作。图9是表示对FBAR2a施加了高频电压时的横向方向的波的FBAR2a的截面图。为了表示横向方向的波29，省略了压电膜14的剖面线。如果向下部电极13与上部电极25之间施加特定的高频电压，则在谐振区域20的压电膜14中会产生在上部电极25表面的法线方向上传播的活塞波型的波(未进行图示)，并且产生在与上部电极25表面的法线方向相垂直的方向上传播的横向方向的波29。由于在非谐振区域21上形成有模拟电极26a，因此在谐振区域20和非谐振区域21中压电膜14的声学特性一致。因此，在谐振区域20中产生的横向方向的波29在谐振区域20与非谐振区域21之间的边界处不发生反射，而是向非谐振区域21的区域传播并衰减。因此，在谐振区域20内，由于横向方向的波29而产生的驻波(横向波型)比图16所示的以往的FBAR101a少。

图10A是表示FBAR2a的复数阻抗特性32的史密斯圆图，图10B是表示FBAR2a的反射系数的频率特性43的图。在图10A和图10B中，为了进行比较，通过虚线表示了图17A和图17B所示的以往的FBAR101a的特性141、151。根据图10A和图10B可知，FBAR2a的特性32、43与以往的FBAR101a的特性141、151相比，乱真减少。另外，在FBAR2a的特性32、43中，未发现反射系数减小。即，FBAR2a的谐振特性相对于以往的FBAR101a的特性141、151来说，高频侧不变，在低频侧由于横向波型的波而产生的乱真减少。

图11是表示将图4所示的梯型滤波器5的第一FBAR1a置换为具有图10A的特性的FBAR2a时的滤波器的插损的频率特性52的图。可知与图18所示的通过以往的FBAR101a构成的滤波特性161(通过虚线表示)相比，乱真减少。因此，能够将EVM抑制得较低。另外，在通频带的高频侧，与通过以往的FBAR101a构成的滤波器相比，能够扩宽频带。

另外，作为电气性不连续部28a的变形例，可以使用图12所示的电气性不连续部28b。图12是表示作为本实施方式的变形例的FBAR2b的结构的截面图。电气性不连续部28b具有模拟电极26b、以及使模拟电极26b与上部电极25绝缘的绝缘部27b。绝缘部27b还形成在模拟电极26b与压电膜14的边界处。

在图8B所示的FBAR2a中，如果FBAR所使用的频率变得更高，则绝缘部27a的宽度w1满足0＜w1＜λ，因此需要缩窄绝缘部27a的宽度。这样一来，在上述的形成电气性不连续部28a的步骤中，难以使用蚀刻等来形成宽度窄的绝缘部27a。对此，在图12中如下形成FBAR2a。由于其他步骤与FBAR2a相同，因此省略说明。

通过照相平版印刷除去形成电气性不连续部28b的区域的金属层。通过该照相平版印刷处理后残留的金属层为上部电极25。然后，通过溅射等在形成电气性不连续部28b的区域的底面和上部电极25的侧面形成膜状的绝缘部27b。然后，使金属材料沉积在形成电气性不连续部28b的区域的底面的绝缘部27b上来形成模拟电极26b。如此形成电气性不连续部28b。

另外，在FBAR2a、2b中，表示了模拟电极26a、26b与上部电极25为相同种类的金属的例子，但不必一定是相同种类的金属，只要具有与上部电极25相同程度的表面密度即可。如果表面密度为相同程度，则其下的压电膜的声学特性也与谐振区域20的压电膜的声学特性大致相同，横向方向的波容易通过非谐振区域21，产生乱真减少的效果。

并且，如果模拟电极26a、26b的构成材料具有与上部电极25的金属相同程度的密度，则能够将模拟电极26a、26b的上表面配置成与上部电极25的上表面为同一平面，因此在该上表面上进一步形成电介质膜等的情况下，可以不形成平坦化膜等。

另外，电气性不连续部28a、28b不必一定形成在与下部电极13相对的整个区域上。图13是表示在FBAR2b中电气性不连续部28c仅形成在非谐振区域21的一部分上的例子的俯视图。形成与谐振区域20中的上部电极25相接触的绝缘部27c，并绝缘部27c使所形成的模拟电极26c与上部电极25相绝缘。如此，即使电气性不连续部28c形成为仅与非谐振区域21中的下部电极13的一部分相对，如果有在该非谐振区域21中传播的横向方向的波，仍会相应地减少乱真的产生。

另外，在压电薄膜谐振器1a、1b、2a、2b中，作为下部电极13和上部电极15a、15b、25，可以使用铝(Al)、铜(Cu)、钼(Mo)、钨(W)、钽(Ta)、铂(Pt)、钌(Ru)、铑(Rh)、铱(Ir)等。优选的是下部电极13和上部电极15a、15b、25中的至少一者包括Ru膜。由于Ru是具有高声阻的材料，因此能够实现Q值良好的谐振器。

另外，作为压电膜14，可以使用氮化铝(AlN)、氧化锌(ZnO)、锆钛酸铅(PZT)、钛酸铅(PbTiO₃)等。特别是，与其他的压电膜物质相比，AlN是物质中的声波的传播速度快的物质，因此能够实现Q值良好的谐振器，因此适于用作压电膜14。另外，作为基板11，可以使用硅、玻璃等。

另外，在上述FBAR1a、1b、2a、2b中说明了谐振区域20的下部电极13设置在贯穿基板11而设置的空隙12上的例子，但是不限于该结构。例如，也可以在基板11的与下部电极13相接触的一侧的面上形成凹部状的孔部并使谐振区域20的下部电极13覆盖孔部。

另外，在实施方式一、二所示的FBAR1a、1b、2a、2b中，即使设置声学多层膜来代替基板11的空隙12，也能够获得与FBAR同样的效果。该结构被称为SMR。

另外，在实施方式一、二中仅记载了FBAR1a、1b、2a、2b的主要部分，但是也可以设置有其他的部件。例如，也可以在下部电极13之下设置电介质膜以进行加强或者作为蚀刻阻止层。另外，也可以在上部电极15a、15b、25之上设置钝化膜或用于调整频率的电介质膜。

(实施方式三)

图14是表示本发明的实施方式三的通信设备60的结构图。通信设备60具有天线61、双工器62、发送侧信号处理部63、接收侧信号处理部64、麦克65、以及扬声器66。双工器62具有使用实施方式一或二的FBAR1a、1b、2a、2b形成的发送用滤波器67和接收用滤波器68。接收用滤波器68具有与发送用滤波器67的通频带不同的通频带(接收频带)。

麦克65将声音转换为声音信号并将声音信号输入到发送侧信号处理部63。发送侧信号处理部63生成对声音信号调制后获得的发送信号。双工器62将由发送侧信号处理部63生成的发送信号输入到天线61。

天线61将发送信号转换为电波并输出。另外，天线61将电波转换为作为电信号的接收信号，将接收信号输入到双工器62。在双工器62中，接收用滤波器68使接收频带的接收信号通过，输入到接收侧信号处理部64。另一方面，发送用滤波器67由于通频带与接收频带不同而不使接收信号通过。因此，接收信号不被输入到发送侧信号处理部63。接收侧信号处理部64对接收信号执行检波、放大等处理，生成声音信号。扬声器66将声音信号转换为声音并输出。

发送用滤波器67和接收用滤波器68可以使用图4所示结构的梯型滤波器5。如果使用该梯型滤波器5，则如图5所示，乱真的影响降低，EVM变低。因此，能够减小由于接收用滤波器67产生的发送信号的功率损耗和由于接收用滤波器68产生的接收信号的功率损耗。通过使用具有该发送用滤波器67和接收用滤波器68的双工器62，能够减小通信设备60的功率损耗。由此，例如能够延长具有电池的通信设备60的可使用时间。

另外，说明了通信设备60具有麦克65和扬声器66的结构，但是不限于该结构，例如也可以是如个人计算机那样的不一定需要麦克65或扬声器66的设备，或者可以是发送和接收声音数据以外的数据的设备。

另外，即使使用FBAR1b、2a、或2b来代替图4所示的梯型滤波器5的第一FBAR1a，也能够获得同样的效果。

另外，使用实施方式一和二所示的FBAR1a、1b、2a、或2b形成的滤波器的用途不限于通信设备60的双工器62的滤波器。

另外，在实施方式一～三中以使用FBAR1a、1b、2a、或2b的梯型滤波器为例进行了说明，但即使将FBAR1a、1b、2a、或2b用于梯型滤波器以外的例如晶格型滤波器，也能够获得相同的效果。

以上详细地说明了本发明的实施方式，但是本发明不限于特定的实施方式，可以在权利要求书所记载的本发明的主旨的范围内进行各种变形和变更。

产业上的可利用性

本发明的压电薄膜谐振器具有能够减少乱真的效果，可以用于压电薄膜谐振器、双工器、通信设备等。