一种混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制方法

技术领域

本发明属于电气传动技术领域，涉及一种容错控制，特别是涉及一种电动汽车用 混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制方法。

背景技术

随着能源危机和环境污染的日益加重，电动汽车成为未来汽车可持续发展的必然趋 势。目前，电动汽车采用的电机主要有三相异步电机、开关磁阻电机和永磁同步电机， 其中永磁同步电机由于体积小、功率密度高、效率高、功率因数高等优点使它具有更高 的应用优势，但永磁电机气隙磁场难以调节的缺点也给应用带来了局限性。基于以上原 因，混合励磁电机应运而生，它结合了永磁同步电机和电励磁同步电机的优点而又克服 了它们各自的缺点，功率因数高、调速范围宽。这种电机具有两种励磁源，即永磁励磁 和电励磁，二者在电机气隙中相互作用合成产生气隙磁场。当电励磁线圈通入正向励磁 电流时，会产生和永磁磁通方向相同的磁通，增大了气隙磁场，实现增磁运行，为电动 汽车起动或爬坡提供大转矩；反之，当电励磁线圈通入反向励磁电流时，产生和永磁磁 通方向相反的磁通，削弱了气隙磁场，大大拓宽了电机恒功率运行范围，满足电动汽车 高速巡航的要求。混合励磁轴向磁场磁通切换(Hybrid excited axial field flux-switching  magnet，HEAFFSM)是一种新型的定子永磁型混合励磁磁通切换电机，它将混合励磁磁 通切换理念和轴向磁场电机有效地结合起来，如图1所示。HEAFFSM结合了磁通切换 电机和混合励磁电机的优点，一方面具有结构简单、体积小、控制灵活等优点；一方面 具有高效率、高功率密度等优点。此外，由于该电机永磁体位于定子并具有独特的聚磁 效应，因此可以用相对较少的永磁材料获得较高的气隙磁密，转子既无绕组也无永磁体， 结构简单，轴向长度短，所以非常适合用作电动汽车轮毂电机。

电动汽车运行坏境恶劣，功率变换器是轴向磁场磁通切换永磁电机驱动中最容易 发生故障的薄弱环节。控制器逆变桥最容易发生单相断路故障，目前，对于轴向磁场 磁通切换永磁电机驱动系统容错控制研究较少，未见相相关文献与报道，由于其应用 场合的特殊性，安全性与可靠性问题尤为重要，容错控制成为研究重点，容错控制的 实现包括故障检测、识别与隔离三个步骤。故障检测与识别系统成为故障诊断，是容 错控制的基础和关键。功率半导体器件及其控制驱动电路时电机系统中最容易发生故 障的薄弱环节。其中功率变换器故障占整个驱动系统故障的82.5％。功率变换器通常 由功率管开路或短路引起，故障后电机工作性能下降，甚至丧失工作能力。

发明内容

技术问题：本发明针对现有技术之不足，在分析混合励磁轴向磁场磁通切换电机 的基础上，提出了一种能够准确检测电机功率变换器故障状态，使电机运行在容错状 态，大大提高电动汽车在功率变换器故障状态下安全性能的混合励磁轴向磁场磁通切 换永磁电机容错控制方法。

技术方案：本发明的混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制方法，包括以下步 骤：

(1)从电机主电路采集相电流i_a、i_b和励磁电流i_f，对电机进行初始位置检测， 从电机编码器上采集信号，送入控制器进行处理，得出转速n和转子位置角θ；

(2)将采集的相电流i_a、i_b经跟随、滤波、偏置和A/D转换，然后进行帕克变 换，得到两相旋转坐标系下定子的d轴电流i_d和q轴电流i_q；

(3)将给定转速n^*减去编码器实测转速n，得到的转速偏差Δn输入速度调节器， 经比例积分运算后得到转矩参考值将转矩参考值母线电压U_dc、定子d轴电 压u_d、定子q轴电压u_q、实测转速n和给定转速n^*输入电流分配器，根据电流判断故 障状态，当混合励磁轴向磁场磁通切换电机状态正常时，进入步骤4)，当混合励磁轴 向磁场磁通切换电机发生故障时，进入步骤5)；

(4)采用i_d＝0控制策略，电流分配器按照如下电流分配方案输出电流：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{qref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}}{3p{\psi }_m}\end{array}\right)$

其中，i_dref为d轴电流参考值，i_qref为q轴电流参考值；ψ_m为永磁体磁链，p为 电机极对数，T_eref为电磁转矩参考值；

(5)采用励磁电流进行容错控制，继续保持i_d＝0，电流分配器按照如下电流分 配方案输出电流：

$\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dref}}=0\\ i_{\mathrm{qref}}=\frac{{2T}_{\mathrm{eref}}}{3p}({\psi }_m+\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{N}{N^{\prime }}{M}_f{I}_m)\\ i_{\mathrm{fref}}=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{N}{N^{\prime }}{I}_m\end{array}\right)$

其中，I_m为相电流幅值，i_fref为励磁电流参考值，M_f为电枢绕组与励磁绕组之间 的互感，N'为励磁绕组匝数，N为电枢绕组匝数；

(6)将电流分配器所产生的d轴电流参考值i_dref减去步骤(2)中的d轴电流i_d得 到d轴电流偏差Δi_d，用q轴电流i_qref减去步骤(2)中的q轴电流i_q得到q轴电流偏 差Δi_q；将d轴电流偏差Δi_d输入d轴电流调节器进行比例积分运算，得到d轴电压u_d， 将q轴电流偏差Δi_q输入q轴电流调节器进行比例积分运算，得到q轴电压u_q，然后 对所述d轴电压u_d和q轴电压u_q共同进行旋转正交-静止两相变换后，得到静止两相 坐标系下α轴电压u_α和β轴电压u_β，将所述α轴电压u_α和β轴电压u_β输入脉冲宽度 调制模块，运算输出6路脉冲宽度调制信号，驱动主功率变换器；

同时将步骤(1)中采集的励磁电流i_f，经跟随、滤波、偏置与A/D转换后和励 磁电流参考值i_fref一起送入直流励磁脉宽调制模块，运算输出4路脉冲宽度调制信号 来驱动励磁功率变换器。

本发明方法的一种优选方案中，步骤6)中的脉冲宽度调制模块为空间矢量脉冲 宽度调制模块。

本发明方法的一种优选方案中，步骤3)中判断故障状态的具体方法为：根据给 定相电流与采集到的实测相电流的差值判断故障状态，即给定相电流为实测相电流为i_k(k＝a,b,c)，则二者差值为当连续两个检测周期内，Δε_k同号，则判断混合励磁轴向磁场磁通切换电机有故障发生，否则判断混合励磁轴向磁 场磁通切换电机状态正常。

有益效果：电动汽车用混合励磁轴向磁场磁通切换电机控制系统功率变换器及其 驱动电路作为系统的中枢执行机构，是系统中最容易出现的故障的薄弱环节，功率变 换器故障将破坏驱动系统运行的平衡状态，产生无法抑制的转矩缺口甚至制动转矩， 长期故障运行将会给电动汽车及人身安全带来损害，本发明通过步骤4)和步骤5) 的混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制系统，能够准确检测故障状态，使得混合 励磁轴向磁场磁通切换电机能够运行在容错状态，所以本发明具有以下优点：

(1)该容错系统能够准确检测混合励磁轴向磁场磁通切换电机功率变换器故障 状态；

(2)该控制系统能够使混合励磁轴向磁场磁通切换电机运行在容错状态；

(3)该控制系统能够大大提高电动汽车在功率变换器故障状态下的安全性能。

附图说明

图1为HEAFFSM拓扑结构；

图2为HEAFFSM正常运行图；

图3为HEAFFSM容错运行图；

图4是本发明方法的逻辑流程框图；

图5是本发明方法的系统框图；

图6是实现本发明方法的结构框图；

图7是HEAFFSM控制系统发生故障时转矩；

图8是HEAFFSM控制系统容错控制后转矩；

具体实施方式

下面结合实施例和说明书附图对本发明作进一步的说明。

本发明是针对一种混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制方法，该电机包括第 一定子，转子，第二定子，永磁体，三相集中电枢绕组和单相集中励磁绕组，如图1 所示；

第一定子、第二定子分别位于转子的两侧，每个定子上共有6个E形铁芯、6个 电枢线圈，每两个电枢线圈顺次串联，构成三相电枢绕组，两个定子上的三相电枢绕 组分别顺次串联组成整个电机的A相、B相、C相的三相集中电枢绕组；每个定子上 共有6个励磁线圈，6个励磁线圈均为集中绕组，绕在定子E形铁芯中间的齿上，上 述6个线圈依次顺序首尾串联连接，组成单相集中励磁绕组；

每两个E形铁芯之间设有一个永磁体，三相集中电枢绕组绕在两个E形铁芯齿上； 第一定子、第二定子上相对称的永磁体励磁方向相反；第一定子、第二定子上的永磁 体沿着圆周方向交替充磁，相邻永磁体的磁化方向相反。

转子上共有10个齿，称为10个转子极，转子极均为扇形，其形状与定子E形铁 芯的齿形状相一致，转子极均匀设置在转子非导磁圆环的外圆周上，转子极的轴向厚 度与非导磁圆环的轴向厚度相等，转子上既无永磁体也无绕组。

本发明将第一定子的三相集中电枢绕组与第二定子的三相集中电枢绕组相互串 联构成电机的三相(A，B，C)电枢绕组，将第一定子的励磁绕组和第二定子的励磁 绕组相互串联构成电机励磁绕组。利用三相逆变桥和H型电路对该电机进行控制。

图6为实现本发明混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制系统结构框图，该控 制系统由交流电源、整流器、母线电容、DSP控制器、主功率变换器、辅功率变换器、 传感器、混合励磁同步电机、光电编码器等组成。

交流电源给整个系统供电，经过整流器整流后，滤波、稳压，送给主、辅功率变 换器，霍尔电压传感器采集母线电压，调理后送入控制器。主、辅功率变换器的输出 端接混合励磁同步电机，霍尔电流互感器采集相电流和励磁电流，调理后送入控制器， 编码器信号采集转速与转子位置信号，处理后送入控制器计算转子位置角与转速。控 制器输出10路PWM信号分别驱动主、励磁功率变换器。

本发明的混合励磁轴向磁场磁通切换电机容错控制系统，图6所示，具体包括以 下步骤：

(1)从电机主电路采集相电流i_a、i_b和励磁电流i_f，对电机进行准确初始位置检 测，从电机编码器上采集信号，送入控制器进行处理，得出转速n和转子位置角θ；

(2)将采集的相电流i_a、i_b经信号调理和A/D转换，然后进行帕克变换，得到 两相旋转坐标系下定子的d轴电流i_d和q轴电流i_q；

(3)将给定转速n^*减去编码器实测转速n，得到的转速偏差Δn输入速度调节器， 经比例积分运算后得到转矩参考值将转矩参考值母线电压U_dc、定子d轴电 压u_d、定子q轴电压u_q、实测转速n和给定转速n^*输入电流分配器，根据给定相电流 与采集到的相电流的差值判断故障状态，即给定相电流为实测相电流 为i_k(k＝a,b,c)，则二者差值为当连续两个检测周期内，Δε_k同号，则说 明有故障发生，当混合励磁轴向磁场磁通切换电机状态正常时，进入步骤4)，当混合 励磁轴向磁场磁通切换电机发生故障时，进入步骤5)；

(4)下面分析混合励磁轴向磁场磁通切换电机控制系统容错运行原理，根据矢 量控制原理，在d-q坐标系中，得出混合励磁轴向磁场磁通切换电机的数学模型。

三相电流：

磁链方程：

$\left(\begin{array}{c}{\psi }_d\\ {\psi }_q\\ {\psi }_f\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{L}_d& 0& M_f\\ 0& L_q& 0\\ 3/2M_f& 0& L_f\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ i_f\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{\psi }_m\\ 0\\ 0\end{array}\right)---\left(2\right)$

电压方程：

$\left(\begin{array}{c}{u}_d=R_s{i}_d+\frac{{\mathrm{d\psi }}_d}{\mathrm{dt}}-{\omega }_e{\psi }_q\\ u_q=R_s{i}_q+\frac{{\mathrm{d\psi }}_q}{\mathrm{dt}}+{\omega }_e{\psi }_d\\ u_f=R_f{i}_f+\frac{{\mathrm{d\psi }}_f}{\mathrm{dt}}\end{array}\right)---\left(3\right)$

转矩方程：

$T_e=\frac{3}{2}{\mathrm{pi}}_q[{\psi }_m+(L_d-L_q)i_d+M_f{i}_f]---\left(4\right)$

其中，i_a、i_b、i_c为三相电网电流，i_d、i_q分别为定子d轴与q轴电流，I_m为相电 流幅值，i_f为励磁绕组电流；L_d、L_q分别为d轴与q轴电感，M_f为电枢与励磁绕组 之间的互感；ω为角频率，ω_e为电角速度；ψ_m为永磁体磁链，p为电机极对数，u_d、 u_q分别为d轴与q轴的电压，u_f为励磁绕组电压；R_s为电枢绕组电阻，R_f为励磁绕 组电阻；ψ_d、ψ_q、ψ_f分别d轴、q轴与励磁绕组磁链，为初始角。

采用i_d＝0控制策略时，d轴电流等于0，根据式(4)可得如下电流分配方案：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d=0\\ i_q=\frac{{2T}_e}{3p{\psi }_m}\end{array}\right)---\left(5\right)$

其中，i_d为d轴电流参考值，i_q为q轴电流参考值；ψ_m为永磁体磁链，p为电机 极对数，T_e为电磁转矩参考值；

(5)混合励磁轴向磁场磁通切换电机控制系统故障前总磁动势为：

其中，TMMF为总磁动势，F_a、F_b、F_c为a、b、c相磁动势，N为电枢绕组匝数， α为空间旋转因子。

假设混合励磁轴向磁场磁通切换电机A相发生断路，采用励磁电流i_f进行容错控 制，总磁动势为：

$\left(\begin{array}{c}{\mathrm{TMMF}}^{\prime }={\mathrm{MMF}}_b^{\prime }+{\mathrm{MFF}}_c^{\prime }+{\mathrm{MMF}}_f\\ =\alpha F_b^{\prime }+{\alpha }^2{F}_c^{\prime }+F_f\\ =\alpha {\mathrm{Ni}}_b^{\prime }+{\alpha }^2{\mathrm{Ni}}_c^{\prime }+N^{\prime }{i}_f\end{array}\right)---\left(7\right)$

其中，TMMF'为容错控制总磁动势，F′_b、F′_c为容错控制时的b、c相磁动势，F_f为励磁磁动势；i′_b、i'_c、i_f为容错控制时的b、c相电流，N'为励磁绕组匝数。

为了保证混合励磁轴向磁场磁通切换电机能够容错运行，令式(7)和式(6)实 部和虚部分别相等，从而可得：

$\left(\begin{array}{c}(-\frac{1}{2}{F}_b^{\prime }-\frac{1}{2}{F}_c^{\prime }+F_f)=\frac{3}{2}{\mathrm{NI}}_m\cos \theta \\ \frac{\sqrt{3}}{2}(F_b^{\prime }-F_c^{\prime })=\frac{3}{2}{\mathrm{NI}}_m\sin \theta \end{array}\right)---\left(8\right)$

可得：

$\left(\begin{array}{c}{i}_b=\sqrt{2}{I}_m\cos (\theta -7\pi /6)\\ i_c=\sqrt{2}{I}_m\cos (\theta +7\pi /6)\\ i_f=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{N}{N^{\prime }}{I}_m\end{array}\right)---\left(9\right)$

采用i_d＝0控制策略，结合式(4)可得如下电流分配方案：

$\left(\begin{array}{c}{i}_d=0\\ i_q=\frac{{2T}_e}{3p}({\psi }_m+\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{N}{N^{\prime }}{M}_f{I}_m)\\ i_f=\frac{\sqrt{3}}{2}\frac{N}{N^{\prime }}{I}_m\end{array}\right)---\left(10\right)$

(6)将电流分配器所产生的d轴电流参考值i_dref减去步骤(2)中的d轴电流i_d得 到d轴电流偏差Δi_d，用q轴电流i_qref减去步骤(2)中的q轴电流i_q得到q轴电流偏 差Δi_q；将d轴电流偏差Δi_d输入d轴电流调节器进行比例积分运算，得到d轴电压u_d， 将q轴电流偏差Δi_q输入q轴电流调节器进行比例积分运算，得到q轴电压u_q，然后 对所述d轴电压u_d和q轴电压u_q共同进行旋转正交-静止两相变换后，得到静止两相 坐标系下α轴电压u_α和β轴电压u_β，将所述α轴电压u_α和β轴电压u_β输入脉冲宽度 调制模块，运算输出6路脉冲宽度调制信号，驱动主功率变换器；

同时将步骤(1)中采集的励磁电流i_f，经信号调理与A/D转换后和励磁电流参 考值i_fref一起送入直流励磁脉宽调制模块，运算输出4路脉冲宽度调制信号来驱动励 磁功率变换器。

上述实施例仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术 人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和等同替换，这些对 本发明权利要求进行改进和等同替换后的技术方案，均落入本发明的保护范围。