一种ECPT系统中实现负载软切换的参数设计方法

技术领域

本发明涉及无线电能传输系统领域，具体的说，是一种ECPT(Electric-fieldCoupled Power Transfer，电场耦合型无线电能传输)系统中实现负载软切换的参数设计方法。

背景技术

无线电能传输(Wireless Power Transfer,WPT)技术借助磁场、电场、激光、微波等软介质实现电能从电源系统到用电设备的无线接入与传输，彻底摆脱了导体连接的束缚，从而具有便捷、灵活、安全、可靠等优点。作为一种电能柔性接入与传输方式，其广大的市场前景和科学研究价值，正日益引起同行的高度重视，现已成为现代电气工程及自动化领域研究与开发的热点，并于2012和2013年连续两次被世界经济论坛列为“对世界影响最大、最有可能为全球面临的挑战提供答案的十大新兴技术之一”。其中，基于电场耦合的能量传输方式具有电能耦合机构简易轻薄，形状不受限制；在工作状态中，电场耦合机构的绝大部分电通量分布于电极之间，对周围环境的电磁干扰很小；当电场耦合机构之间或周围存在金属导体时，不会引起导体产生涡流损耗等特点。因此，国内外许多研究团队越来越关注ECPT技术的研究。

在ECPT实际应用中，例如电动汽车充电、家用电器和移动消费电子设备等领域，负载的种类繁多、功率等级不尽相同，特别是可移动负载设备经常需要从供电系统移入移除。负载的投入-移除使得ECPT系统的拓扑结构发生改变，通常会使系统偏离软开关，导致开关管端电压和流经开关管的电流发生突变，对开关管造成较大的电压电流冲击甚至损坏，进而使得系统无法正常工作。

发明内容

针对负载投入-移除使得ECPT系统的拓扑结构发生改变，通常会对开关管造成较大的电压电流冲击甚至损坏，使得系统无法正常工作这一问题，本发明提出了“负载软切换”的概念：系统负载在任意时刻的投入-移除，都要保证系统始终处于软开关工作状态，不会对开关管造成明显的电压电流过冲。当负载投入时，系统能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。本发明给出了实现系统负载软切换需具备的条件，并提出了一种参数设计方法使得系统在固定的工作频率下即可实现负载的软切换。

为达到上述目的，本发明采用的具体技术方案如下：

一种ECPT系统中实现负载软切换的参数设计方法，其关键在于，包括以下步骤：

步骤1：选定基于E类变换器的ECPT系统拓扑结构，其原边电路主要由直流电源、扼流电感、MOSFET开关管、调谐电感、调谐电感前端旁路电容、调谐电感后端调谐电容以及耦合机构中的两块发射极板构成；

步骤2：选定系统参数V_I、L_f、Q_L和R，其中V_I为直流电源电压，L_f为扼流电感值，Q_L为品质因数，R为负载电阻；

步骤3：设定初始参数f、C_s，其中f为系统带负载时的运行频率，C_s为耦合机构的等效电容；

步骤4：根据步骤3所设定的初始参数以及电路各参数之间的关系计算系统主要参数R_s,C₁,C₂以及L，其中R_s为负载R经过串并联等效互换后的等效串联电阻，C₁为调谐电感前端旁路电容的容值，C₂为调谐电感后端调谐电容的容值，L为调谐电感的感值；

步骤5：计算R_{s>和fo1空载；}

步骤6：判断是否满足负载限制条件，如果满足进入步骤7，否则返回步骤3调整参数f和C_s；

步骤7：判断是否满足频率限制条件，如果满足进入步骤8，否则返回步骤3调整参数f和C_s；

步骤8：给出满足负载软切换要求的系统参数C₁,C₂,L,f和C_s。

作为进一步描述，步骤4中先将负载电阻R进行串并联等效互换，先将串联阻抗变换为并联阻抗，然后再将并联阻抗变换为串联阻抗，使其得到E类变换器的基本电路形式，最后按照以下关系式可以得到参数R_s,C₁,C₂以及L；

$>X_{C_S}=R\sqrt{\frac{R_S[{(Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16)}^2+1]}{R}-1};$>

$>L=\frac{Q_L{R}_S}{\omega };$>

$>{\mathrm{\omega C}}_1{R}_S=\frac{8}{\pi ({\pi }^2+4)};$>

$>X_{C_2}=\frac{R_S[{(Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16)}^2+1]}{Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16-X_{C_S}/R};$>

上式中，表示耦合机构的等效容抗，表示调谐电感后端调谐电容的等效容抗，ω＝2πf。

再进一步地，步骤6中负载限制条件为：|R_s-R_{s>|＜δ，其中Rs>为等效串联电阻Rs随负载电阻R的变化曲线中最佳工作点的等效电阻值，δ为预设阈值。}

步骤7中频率限制条件为：f_o1空载＜f，f_o1空载表示负载移除后开关管导通时谐振回路的固有谐振频率。

本发明的有益效果：

本发明在目前ECPT技术研究的基础之上，针对负载的投入-移除使得系统的拓扑结构发生改变，通常会导致开关管端电压和流经开关管的电流发生突变，对开关管造成较大的电压电流冲击甚至损坏，进而使得系统无法正常工作这一问题，利用负载移除前后系统的等效电路形式基本一致的特点，给出了实现系统负载软切换的条件，并提出了一种参数设计方法使得系统在定频控制方式下即可实现负载的软切换。

附图说明

图1是本发明的方法流程图；

图2是E类变换器的基本拓扑结构；

图3是基于E类变换器的ECPT系统拓扑结构；

图4是负载移除后开关管电压电流波形变化波形；

图5是串并联阻抗的等效互换关系图；

图6是等效串联电阻R_S随负载电阻R的变化曲线；

图7为负载移除后的ECPT系统等效电路；

图8为变量对负载软切换条件的影响效果图；

图9为融入控制回路的ECPT系统结构图；

图10为负载移除前后阻抗变换网络阻抗-相位与频率的关系；

图11为系统负载移除前后开关管电压电流的仿真波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式以及工作原理作进一步详细说明。

如图1所示，一种ECPT系统中实现负载软切换的参数设计方法，包括以下步骤：

步骤1：选定基于E类变换器的ECPT系统拓扑结构，其原边电路主要由直流电源、扼流电感、MOSFET开关管、调谐电感、调谐电感前端旁路电容、调谐电感后端调谐电容以及耦合机构中的两块发射极板构成；

步骤2：选定系统参数V_I、L_f、Q_L和R，其中V_I为直流电源电压，L_f为扼流电感值，Q_L为品质因数，R为负载电阻；

步骤3：设定初始参数f、C_s，其中f为系统带负载时的运行频率，C_s为耦合机构的等效电容；

步骤4：根据步骤3所设定的初始参数以及电路各参数之间的关系计算系统主要参数R_s,C₁,C₂以及L，其中R_s为负载R经过串并联等效互换后的等效串联电阻，C₁为调谐电感前端旁路电容的容值，C₂为调谐电感后端调谐电容的容值，L为调谐电感的感值；

步骤5：计算R_{s>和fo1空载；}

步骤6：判断是否满足负载限制条件，如果满足进入步骤7，否则返回步骤3调整参数f和C_s；

步骤7：判断是否满足频率限制条件，如果满足进入步骤8，否则返回步骤3调整参数f和C_s；

步骤8：给出满足负载软切换要求的系统参数C₁,C₂,L,f和C_s。

步骤6中负载限制条件为：|R_s-R_{s>|＜δ，其中Rs>为等效串联电阻Rs随负载电阻R的变化曲线中最佳工作点的等效电阻值，δ为预设阈值。步骤7中频率限制条件为：fo1空载＜f，fo1空载表示负载移除后开关管导通时谐振回路的固有谐振频率。}

下面具体分析上述方法的设计原理：

众所周知，ECPT系统常用的逆变电路有：全桥型谐振变换器、半桥型谐振变换器、推挽型谐振变换器及E类变换器四类。较之于其他三类变换器，E类变换器的开关管数目最少，拓扑结构简单，更适合在1MHz左右的工作频率下运行，这有利于降低耦合机构的补偿电感值，提升ECPT系统的功率传输能力，因此，本发明主要对基于E类变换器的ECPT系统展开研究。

图2所示为E类变换器的基本拓扑结构，其由输入直流电源V_I、MOSFET开关管、L-C-R串联谐振回路、旁路电容C₁及扼流电感L_f组成。当开关管导通时，谐振电路只包含L，C，R，因为C₁被开关管短路。回路此时的谐振频率的表达式为：

$>f_{o1}=\frac{1}{2\pi \sqrt{LC}}---\left(1\right)$>

当开关管关断时，谐振电路由C₁，L，C及R串联而成，由于C₁与C串联，等效电容的表达式为：

$>C_{eq}=\frac{{\mathrm{CC}}_1}{C+C_1}---\left(2\right)$>

此时，回路谐振频率的表达式为：

$>f_{o2}=\frac{1}{2\pi \sqrt{{\mathrm{LCC}}_1/(C+C_1)}}---\left(3\right)$>

E类变换器的工作频率应介于这两个谐振频率之间，即：

f_o1＜f＜f_o2>

E类变换器达到最佳工作状态时需同时满足ZVS(zero-voltage switching)和ZDS(zero-derivative switching)条件：

$>v_S\left(2\pi \right)=0,\frac{{\mathrm{dv}}_S}{d\left(\omega t\right)}{|}_{\omega t=2\pi }=0---\left(5\right)$>

此时负载电阻R对应的值称为最佳负载，即：R＝R_opt。当且仅当R＝R_opt时，E类变换器达到最佳工作状态。当0≤R≤R_opt，E类变换器仅能实现ZVS。

本实施例中采用的基于E类变换器的ECPT系统拓扑结构，如图3所示。

图3中，ECPT系统的耦合机构由4块极板组成，C_S1、C_S2表示其等效电容值，与主电路相连的两块极板为发射极，剩余两块极板与负载电阻R一起构成了拾取极，因而负载电阻R移除等效为拾取极移除。该系统的直流输入经过E类变换器和发射侧谐振网络后得到高频交流电，在其作用下，耦合机构的两极板之间形成交互电场，在交互电场的作用下产生位移电流“流过”极板，实现电能的无线传输。

通过以上陈述可以发现，选定好上述电路结构后，如果各个元器件的参数设计不合理，系统将难以实现负载软切换，以参考文献：苏玉刚,徐健,谢诗云等.电场耦合型无线电能传输系统调谐技术[J].电工技术学报,2013,28(11):189-194.为例，按照该文献中提供的系统参数进行验证，得到图4所示的仿真波形，其中图4(a)为负载移除开关管电压波形变化情况，图4(b)为负载移除开关管电流波形变化情况，可以看出负载电阻R移除之后，其开关管的端电压波形会发生严重的畸变，流经开关管的电流会产生严重的尖峰。

E类变换器的工作状态与负载密切相关，在实际应用中，系统所带的负载通常不能满足系统高效运行的要求，因而需要进行阻抗匹配将实际负载等效变换为能够满足系统高效运行的负载。

图5为串并联阻抗的等效互换网络，其中C_S1＝C_S2＝2C_S，经过串-并，并-串变换，可以将图3所示的ECPT系统拓扑结构等效变换为图1所示的E类变换器的基本电路形式。其中，电场耦合机构既作为能量传输的通道，同时也与C₂一起构成了阻抗等效互换网络。由图5可得串联阻抗变换为并联阻抗的表达式：

$>R_P=\frac{R^2+{X_{C_S}}^2}{R}---\left(6\right)$>

$>X_{C_P}=\frac{R^2+{X_{C_S}}^2}{X_{C_S}}---\left(7\right)$>

并联阻抗变换为串联阻抗的表达式为：

$>R_S=\frac{{X_C}^2}{{R_P}^2+{X_C}^2}·R_P---\left(8\right)$>

$>X_{C_{SS}}=\frac{{R_P}^2}{{R_P}^2+{X_C}^2}·X_C---\left(9\right)$>

式中，X_C为电容C₂与C_P并联后的容抗。

根据式(6)-(8)可得等效串联电阻R_S随负载电阻R的变化曲线如图6所示。

由图6可知，当系统的最佳工作点出现时，亦即：R＝R_opt，若此时有R_s＝R_{s>成立，那么系统可以在任意负载电阻值R下实现ZVS。这是因为无论R如何变化，均有Rs≤Rsmax成立。}

图7为负载移除之后的ECPT系统等效电路，在实际电路中，电感元件的内阻是客观存在的。因而在考虑电感内阻的情况下，图7所示的等效电路亦可看作是E类变换器的基本电路形式。这样，在负载移除前后，ECPT系统的等效电路从形式上而言是一致的。

如果能够使得负载移除前后系统的工作频率近似相等，根据E类变换器的工作特性，那么便可实现负载在任意时刻投入-移除而不会对开关管造成电压电流的冲击，实现软切换。

根据E类变换器的基本工作特性，结合阻抗的串并联等效互换可以给出ECPT系统主要参数的计算表达式。

根据图2，当Q_L≥2.5时，流经串联谐振回路的电流即为正弦形式，其表达式为：

其中，I_m为谐振电流i的幅值，为谐振电流i的初始相位。由图1可知：

当0≤ωt≤π时，开关管导通；π≤ωt≤2π时，开关管关断。因此，当开关管关断时，旁路电容C₁与开关管的端电压可表示为：

根据式(5)可推导出：

$>I_m=\frac{\sqrt{{\pi }^2+4}}{2}{I}_I---\left(13\right)$>

根据式(5)和(12)可得输入直流源电压为：

$>V_I=\frac{1}{2\pi }{\int }_{\pi }^{2\pi }{v}_{S}d\left(\omega t\right)=\frac{I_I}{{\mathrm{\pi \omega C}}_1}---\left(14\right)$>

结合阻抗的串并联等效互换可得ECPT系统主要参数的计算表达式。其中，耦合机构的等效容抗与等效串联电阻R_S的关系式为：

$>X_{C_S}=R\sqrt{\frac{R_S[{(Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16)}^2+1]}{R}-1}---\left(15\right)$>

调谐电感L与等效串联电阻R_S的关系式为：

$>L=\frac{Q_L{R}_S}{\omega }---\left(16\right)$>

旁路电容C₁与等效串联电阻R_S的关系式为：

$>{\mathrm{\omega C}}_1{R}_S=\frac{8}{\pi ({\pi }^2+4)}---\left(17\right)$>

电容C₂的容抗与等效串联电阻R_S的关系式为：

$>X_{C_2}=\frac{R_S[{(Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16)}^2+1]}{Q_L-\pi ({\pi }^2-4)/16-X_{C_S}/R}---\left(18\right)$>

由于在负载移除前后调谐电感L与旁路电容C₁的值均未改变，因此负载移除前后系统的工作频率近似相等即等价于电容C₂的值与等效串联电容C_SS的值近似相等。由式(15)-(18)可知，系统主要参数由R，C_S，Q_L，f四个变量共同决定，结合式(6)-(9)得到这四个变量对负载软切换条件的影响曲线，如图8所示。

由图8可知，品质因数Q_L的变化对电容C₂与等效串联电容C_SS的差值影响很小，故在参数设计时不将其作为主要变量考虑。而负载电阻R、耦合机构的等效电容C_S以及系统运行频率f的变化对电容C₂与等效串联电容C_SS的差值影响较为显著，因此在参数设计时将其作为主要变量。通常根据经验设定L_f、Q_L的值和f的初始值，根据使用场所的限制设定V_I的值和C_S的初始值，根据负载的要求设定R的值，然后按照图1所示的参数设计流程最终确定出f、C_S、L、C₁、C₂的值。

由于基于E类变换器的ECPT系统参数比较敏感，而采用浮频控制易造成系统崩溃，无法正常工作。根据前文分析得到的软切换条件，可以实现在定频控制方式下负载在任意时刻投入-移除而不会对开关管造成电压电流的冲击，从而避免了浮频控制可能会对开关管造成的电压电流冲击，进而影响系统的稳定性，降低了控制难度。

为了保证系统在负载投入时能够高效稳定地为负载提供需要的功率，在负载移除后工作在低功耗状态。本发明给出了一种通过调节前级BUCK斩波电路占空比的方式来实现上述功能，按照图9所示的方法检测“流经”C_S2的电流的变化来识别负载的投入或移除。

具体如图9所示，其中电流检测环节由电流互感器实现；检测后的电流信号经过调理电路处理后传递给控制器，控制器根据调理电路传递的电流信号输出相应的开关管驱动信号；驱动电路实现开关管的驱动。当负载移除时，通过检测输出电流的变化来识别负载移除，进而调节前级BUCK斩波电路的占空比，在该占空比下，电路中流经电感的电流明显下降，即系统工作于低功耗状态；负载投入时，负载的投入会使得在低功耗状态下工作的系统输出电流发生变化，通过电流的检测可以实现负载投入行为的识别，完成识别后即可将BUCK电路的占空比调节至ECPT系统带负载工作时前级BUCK电路的占空比。

为了验证参数设计方法的可行性及负载软切换的效果，根据图3所示的ECPT系统拓扑结构在MATLAB仿真平台下构建了系统的仿真模型。设定L_f、Q_L、V_I、R的值和f、C_S的初始值，然后按照图1所示的参数设计流程确定f、C_S、L、C₁、C₂，得到系统主要参数值如表1所示，将此参数代入仿真模型，通过仿真得到图10和图11的结果。

表1系统主要参数

由图10可知，负载移除前系统阻抗变换网络最小阻抗值对应的频率点与负载移除后L-C-R串联谐振网络的频率点基本一致。

图11为系统负载移除前后开关管电压电流的仿真波形。由于负载移除之后，系统的电阻值显著减小，因而仅能实现ZVS。

本发明在理论分析和仿真研究的基础上按表1所示的参数搭建了实验电路进一步验证负载软切换的实际效果。系统的输入功率为15.5W，经测量计算得到系统的输出功率约为13.5W，系统的整体效率达到了85％以上。在负载移除后，通过BUCK电路的调节，使得图9中C_B两端的电压降低，开关管电压和电感电流均随之降低，系统的输入功率大约为0.5W，处于低功耗状态运行。

综上所述，本发明提出了“负载软切换”的概念，即系统负载在任意时刻的投入-移除，都要保证系统始终处于软开关工作状态，不会对开关管造成明显的电压电流过冲。当负载投入时，系统能够高效稳定地为负载提供需要的功率；当负载移除后，系统工作在低功耗状态。利用负载移除前后系统的等效电路形式基本一致的特点，给出了实现系统负载软切换的条件，并提出了一种参数设计方法使得系统在定频控制方式下即可实现负载的软切换。仿真和实验结果表明系统能够实现负载软切换，验证了该方法的可行性，为ECPT系统负载切换问题提供了一种较为有效的解决方法。