应用于压电整流器的电流检测电路及压电整流器

技术领域

本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种应用于压电整流器的电流检测电路及压电整流器。

背景技术

由于压电振动能具有较高的能量密度且广泛存在，相比于其他形式的能量源压电振动能受自然条件的限制少，压电发电系统易于实现微型化和集成化，并且其转化效率高，可以让低功耗的电子产品实现自供电。

传统的半波整流器由于二极管的单向导电性使得能量获取的效率很低；全桥整流电路中由于二极管的非理想效应，导通压降产生的能量损耗尤为严重，大大降低了整流器的转换效率；对于单级迪克森电荷电荷泵整流器而言，对于同样幅度的输入信号，该整流器可以得到输入信号幅度两倍的输出信号幅度，但在实际应用中，二极管的开启压降约为0.7V，导致输入电压幅度小于0.7V时整流器并不工作，使得该整流器电路在低压低功耗设备中的使用受到限制。近年来提出的一种P-SSHI有源整流电路虽然在转换效率的提升上性能显著，但是由于其采用了较大的电感元件，使得整流器的集成变得困难。

鉴于此，如何设计一种高效且易于集成的整流电路具有极其重要的意义。

发明内容

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种应用于压电整流器的电流检测电路及压电整流器。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

本发明的一个实施例提供了应用于压电整流器的电流检测电路10，包括：压电能量源11、过零检测电路13、NVC电路15、电流检测有源二极管电路17、储能电容C_S、负载电阻R_L及电路输出端V_OUT；其中，所述NVC电路15的输入端电连接所述压电能量源11的正负极P,N且其输出端电连接所述电流检测有源二极管电路17的输入端，所述电流检测有源二极管电路17的输出端电连接至所述电路输出端V_OUT；其中，所述过零检测电路13并接于所述压电能量源11的正负极P,N之间，所述储能电容C_S与所述负载电阻R_L分别并接于所述电流检测有源二极管电路17的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述压电能量源11包括等效电流源i_p、等效电容C_P、等效电阻R_P；其中，所述等效电容C_P和所述等效电阻R_P分别并接于所述等效电流源i_p的正负极P,N之间。

在本发明的一个实施例中，所述过零检测电路13包括比较器COMP1、逻辑控制电路131、开关管MN11；其中，所述逻辑控制电路131的输入端电连接所述比较器COMP1的输出端V_COM且其输出端电连接至所述开关管MN11的控制端VCON，所述开关管MN11的输入输出端分别电连接至所述压电能量源11的正负极P,N；所述比较器COMP1的两个输入端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述电路输出端V_OUT用于接收所述NVC电路15输出的负压转换电压SW和所述电路输出端V_OUT的输出电压V_O以对所述负压转换电压SW及所述输出电压V_O进行比较。

在本发明的一个实施例中，所述电流检测有源二极管电路17包括带失调校准比较器COMP2、第十负压开关管MP210、第十一负压开关管MP211、第十二负压开关管MP212、第十三负压开关管MP213；其中，所述第十负压开关管MP210的控制端电连接至所述带失调校准比较器COMP2的输出端且其传输端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述电路输出端V_OUT；

所述第十一负压开关管MP211的控制端电连接至所述电路输出端V_OUT且其传输端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述第十二负压开关管MP212的传输端；

所述第十二负压开关管MP212的控制端电连接至所述NVC电路15的输出端且其传输端分别电连接所述第十一负压开关管MP211的传输端和所述电路输出端V_OUT；

所述第十三负压开关管MP213的控制端及一个传输端均电连接至所述电路输出端V_OUT且其另一个传输端电连接所述NVC电路15的输出端；

所述带失调校准比较器COMP2的两个输入端分别电连接所述电路输出端V_OUT和所述NVC电路15的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述第十负压开关管MP210、所述第十一负压开关管MP211、所述第十二负压开关管MP212及所述第十三负压开关管MP213为PMOS管且其控制端为PMOS管的栅极。

在本发明的一个实施例中，所述带失调校准比较器COMP2包括：直流电流源I_D、第一正压开关管MN21、第二正压开关管MN22、第三正压开关管MN23、第四正压开关管MN24、第五正压开关管MN25、第一负压开关管MP21、第二负压开关管MP22、第三负压开关管MP23、第四负压开关管MP24、第五负压开关管MP25、第六负压开关管MP26、第七负压开关管MP27、第八负压开关管MP28、第九负压开关管MP29、第一传输门S1、第二传输门S2、第三传输门S3、第四传输门S4、第五传输门S5、第一电容C21、第二电容C22、第三电容C23、第四电容C24、第五电容C25、第一电阻R21、第二电阻R22、第一控制端A、第二控制端B、第三控制端C、第四控制端D、第五控制端E及第六控制端F，其中，所述直流电流源I_D与所述第一正压开关管MN21依次串接于所述电路输出端V_OUT与接地端GND之间，且所述第一正压开关管MN21的控制端电连接至所述直流电流源I_D的负极；

所述第一电阻R21、所述第二电阻R22、所述第三负压开关管MP23、所述第一负压开关管MP21及所述第二正压开关管MN22依次串接于所述NVC电路15的输出端与接地端GND之间，且所述第三负压开关管MP23的控制端电连接所述第六控制端F，所述第一负压开关管MP21的控制端电连接至所述第一负压开关管MP21和所述第二正压开关管MN22串接形成的节点处；所述第一电容C21电连接于所述第二正压开关管MN22的控制端和接地端GND之间；所述第一传输门S1的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第一控制端A及所述第三控制端C且其传输端分别电连接所述第一正压开关管MN21的控制端和所述第二正压开关管MN22的控制端；

所述第四负压开关管MP24电连接于所述电路输出端V_OUT和所述第三负压开关管MP23与所述第一负压开关管MP21串接形成的节点处之间且其控制端电连接至所述第五控制端E；

所述第五负压开关管MP25、所述第二负压开关管MP22及所述第三负压开关管MP23依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；其中，所述第五负压开关管MP25的控制端电连接所述第五控制端E，所述第二负压开关管MP22的控制端电连接所述第四负压开关管MP24的控制端；所述第二电容C22电连接于所述第三负压开关管MP23的控制端与接地端GND之间；

所述第六负压开关管MP26电连接于所述电路输出端V_OUT和所述第五负压开关管MP25与所述第二负压开关管MP22串接形成的节点处之间且其控制端电连接所述第六控制端F；

所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；所述第五传输门S5、所述第四传输门S4及所述第四电容C24依次串接于所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24串接形成的节点处和接地端GND之间；所述第五电容C25的一端电连接至所述第五传输门S5与所述第四传输门S4串接形成的节点处且其另一端电连接至接地端GND；所述第七负压开关管MP27的控制端电连接至所述第四传输门S4与所述第四电容C24串接形成的节点处；

所述第二传输门S2及所述第三传输门S3依次串接于所述第三正压开关管MN23的控制端与所述第四正压开关管MN24的控制端之间，且所述第二传输门S2的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第一控制端A和所述第三控制端C，所述第三传输门S3的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第二控制端B和所述第四控制端D；

所述第八负压开关管MP28及所述第五正压开关管MN25依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；其中，所述NVC电路15的输出端电连接至所述第八负压开关管MP28和所述第五正压开关管MN25串接形成的节点处；所述第八负压开关管MP28的控制端电连接至所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24串接形成的节点处，所述第五正压开关管MN25的控制端电连接至所述直流电流源I_D的负极；

所述第九负压开关管MP29并接于所述第一电阻R21的两端且其控制端电连接至所述NVC电路15的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述第一正压开关管MN21、所述第二正压开关管MN22、所述第三正压开关管MN23、所述第四正压开关管MN24及所述第五正压开关管MN25为NMOS管且其控制端为NMOS管的栅极。

在本发明的一个实施例中，所述第一负压开关管MP21、所述第二负压开关管MP22、所述第三负压开关管MP23、所述第四负压开关管MP24、所述第五负压开关管MP25、所述第六负压开关管MP26、所述第七负压开关管MP27、所述第八负压开关管MP28及所述第九负压开关管MP29为PMOS管且其控制端为PMOS管的栅极。

本发明另一实施例提供了一种压电整流器，包括上述实施例中任一所述的电流检测电路10。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1、与传统的检测电压绝对值的方式相比，本发明的过零检测电路通过积分的方式检测电流，从而使得电流检测的精度更高，受工艺和温度等影响小；

2、过零检测电路加快所述压电能量获取模型等效电容C_P在电流源过零翻转点后的放电速度，使得电容反向充电的时间减小的同时也减小了能量的损失，从而提高压电能量获取的输出功率；

3、高精度电流检测有源二极管中采用了带失调校准比较器，具有较高的检测精度，可以精确地控制PMOS开关管的导通与关闭，提高了压电能量的输出功率；

4、带失调校准比较器的工作过程分为校准和比较两个阶段，校准阶段把随机失调电压存储在电容C21和C22上，比较阶段进行失调消除；

5、带失调校准比较器中采用了电容漏电流减小技术，使得失调消除更加精确；

6、针对传统有源二极管中PMOS开关管由漏端流向源端的反向漏电流和比较器的振荡所带来的矛盾，带失调校准比较器在随机失调电压消除阶段之后加入一个远小于随机失调电压的正的固定失调电压，从而能有效的减小PMOS开关管由漏端流向源端的反向漏电流，同时带失调校准比较器中采用迟滞区间控制方法，实现压电能量的逐次传递，并且能有效的减小带失调校准比较器的振荡，从而提高了压电整流器的输出功率；

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种应用于压电整流器的电流检测电路的电路结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种压电能量源的等效电路示意图；

图3为本发明实施例提供的一种过零检测电路的电路结构示意图；

图4为本发明实施例提供的一种电流检测有源二极管电路的电路结构示意图；

图5为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的电路结构示意图；

图6为本发明实施例提供的另一种应用于压电整流器的电流检测电路的电路结构示意图；

图7为本发明实施例提供的一种压电能量获取模型等效电流源ip、第一负压转换电压SW、第一脉冲控制信号V_CON和比较器输出电压CLK的仿真波形图；

图8为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的控制信号波形图和工作过程示意图；

图9为本发明实施例提供的一种电容漏电流减小技术的仿真波形图；

图10为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的失调电压Monte Carlo仿真波形图；

图11为本发明实施例提供的一种电流检测有源整流器与传统技术整流器的输出功率对比图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

请参见图1，图1是本发明实施例提供的一种应用于压电整流器的电流检测电路的电路结构示意图。该应用于压电整流器的电流检测电路10对传统的全桥整流器结构受限于二极管的导通压降导致压电能量转换效率较低以及基于P-SSHI有源整流电路采用片外电感不易于集成等方面达不到人们预期的要求，在现有技术上做出改进，即包括：压电能量源11、过零检测电路13、NVC电路15、电流检测有源二极管电路17、储能电容C_S、负载电阻R_L及电路输出端V_OUT；其中，所述NVC电路15的输入端电连接所述压电能量源11的正负极P,N且其输出端电连接所述电流检测有源二极管电路17的输入端，所述电流检测有源二极管电路17的输出端电连接至所述电路输出端V_OUT；其中，所述过零检测电路13并接于所述压电能量源11的正负极P,N之间，所述储能电容C_S与所述负载电阻R_L分别并接于所述电流检测有源二极管电路17的输出端。

具体地，请参见图2，图2为本发明实施例提供的一种压电能量源的等效电路示意图。所述压电能量源11包括等效电流源i_p、等效电容C_P、等效电阻R_P；其中，所述等效电容C_P和所述等效电阻R_P分别并接于所述等效电流源i_p的正负极P,N之间。

具体地，请参见图3，图3为本发明实施例提供的一种过零检测电路的电路结构示意图。所述过零检测电路13包括比较器COMP1、逻辑控制电路131、开关管MN11；其中，所述逻辑控制电路131的输入端电连接所述比较器COMP1的输出端V_COM且其输出端电连接至所述开关管MN11的控制端V_CON，所述开关管MN11的输入输出端分别电连接至所述压电能量源11的正负极P,N；所述比较器COMP1的两个输入端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述电路输出端V_OUT用于接收所述NVC电路15输出的负压转换电压SW和所述电路输出端V_OUT的输出电压V_O以对所述负压转换电压SW及所述输出电压V_O进行比较。

请参见图4，图4为本发明实施例提供的一种电流检测有源二极管电路的电路结构示意图。所述电流检测有源二极管电路17包括带失调校准比较器COMP2、第十负压开关管MP210、第十一负压开关管MP211、第十二负压开关管MP212、第十三负压开关管MP213；其中，所述第十负压开关管MP210的控制端电连接至所述带失调校准比较器COMP2的输出端且其传输端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述电路输出端V_OUT；

所述第十一负压开关管MP211的控制端电连接至所述电路输出端V_OUT且其传输端分别电连接所述NVC电路15的输出端和所述第十二负压开关管MP212的传输端；

所述第十二负压开关管MP212的控制端电连接至所述NVC电路15的输出端且其传输端分别电连接所述第十一负压开关管MP211的传输端和所述电路输出端V_OUT；

所述第十三负压开关管MP213的控制端及一个传输端均电连接至所述电路输出端V_OUT且其另一个传输端电连接所述NVC电路15的输出端；

所述带失调校准比较器COMP2的两个输入端分别电连接所述电路输出端V_OUT和所述NVC电路15的输出端。

其中，所述第十负压开关管MP210、所述第十一负压开关管MP211、所述第十二负压开关管MP212及所述第十三负压开关管MP213可以为PMOS管且其控制端可以为PMOS管的栅极。

进一步地，请参见图5，图5为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的电路结构示意图。所述带失调校准比较器COMP2包括：直流电流源I_D、第一正压开关管MN21、第二正压开关管MN22、第三正压开关管MN23、第四正压开关管MN24、第五正压开关管MN25、第一负压开关管MP21、第二负压开关管MP22、第三负压开关管MP23、第四负压开关管MP24、第五负压开关管MP25、第六负压开关管MP26、第七负压开关管MP27、第八负压开关管MP28、第九负压开关管MP29、第一传输门S1、第二传输门S2、第三传输门S3、第四传输门S4、第五传输门S5、第一电容C21、第二电容C22、第三电容C23、第四电容C24、第五电容C25、第一电阻R21、第二电阻R22、第一控制端A、第二控制端B、第三控制端C、第四控制端D、第五控制端E及第六控制端F，其中，所述直流电流源I_D与所述第一正压开关管MN21依次串接于所述电路输出端V_OUT与接地端GND之间，且所述第一正压开关管MN21的控制端电连接至所述直流电流源I_D的负极；

所述第一电阻R21、所述第二电阻R22、所述第三负压开关管MP23、所述第一负压开关管MP21及所述第二正压开关管MN22依次串接于所述NVC电路15的输出端与接地端GND之间，且所述第三负压开关管MP23的控制端电连接所述第六控制端F，所述第一负压开关管MP21的控制端电连接至所述第一负压开关管MP21和所述第二正压开关管MN22串接形成的节点处；所述第一电容C21电连接于所述第二正压开关管MN22的控制端和接地端GND之间；所述第一传输门S1的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第一控制端A及所述第三控制端C且其传输端分别电连接所述第一正压开关管MN21的控制端和所述第二正压开关管MN22的控制端；

所述第四负压开关管MP24电连接于所述电路输出端V_OUT和所述第三负压开关管MP23与所述第一负压开关管MP21串接形成的节点处之间且其控制端电连接至所述第五控制端E；

所述第五负压开关管MP25、所述第二负压开关管MP22及所述第三负压开关管MP23依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；其中，所述第五负压开关管MP25的控制端电连接所述第五控制端E，所述第二负压开关管MP22的控制端电连接所述第四负压开关管MP24的控制端；所述第二电容C22电连接于所述第三负压开关管MP23的控制端与接地端GND之间；

所述第六负压开关管MP26电连接于所述电路输出端V_OUT和所述第五负压开关管MP25与所述第二负压开关管MP22串接形成的节点处之间且其控制端电连接所述第六控制端F；

所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；所述第五传输门S5、所述第四传输门S4及所述第四电容C24依次串接于所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24串接形成的节点处和接地端GND之间；所述第五电容C25的一端电连接至所述第五传输门S5与所述第四传输门S4串接形成的节点处且其另一端电连接至接地端GND；所述第七负压开关管MP27的控制端电连接至所述第四传输门S4与所述第四电容C24串接形成的节点处；

所述第二传输门S2及所述第三传输门S3依次串接于所述第三正压开关管MN23的控制端与所述第四正压开关管MN24的控制端之间，且所述第二传输门S2的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第一控制端A和所述第三控制端C，所述第三传输门S3的正向控制端、反向控制端分别电连接所述第二控制端B和所述第四控制端D；

所述第八负压开关管MP28及所述第五正压开关管MN25依次串接于所述电路输出端V_OUT和接地端GND之间；其中，所述NVC电路15的输出端电连接至所述第八负压开关管MP28和所述第五正压开关管MN25串接形成的节点处；所述第八负压开关管MP28的控制端电连接至所述第七负压开关管MP27与所述第四正压开关管MN24串接形成的节点处，所述第五正压开关管MN25的控制端电连接至所述直流电流源I_D的负极；

所述第九负压开关管MP29并接于所述第一电阻R21的两端且其控制端电连接至所述NVC电路15的输出端。

其中，电容漏电流减小技术通过电容单元51来实现，即通过减小传输门的漏电流从而减小电容C22上电压的变化。其中，所述第一正压开关管MN21、所述第二正压开关管MN22、所述第三正压开关管MN23、所述第四正压开关管MN24及所述第五正压开关管MN25为NMOS管且其控制端为NMOS管的栅极；所述第一负压开关管MP21、所述第二负压开关管MP22、所述第三负压开关管MP23、所述第四负压开关管MP24、所述第五负压开关管MP25、所述第六负压开关管MP26、所述第七负压开关管MP27、所述第八负压开关管MP28及所述第九负压开关管MP29为PMOS管且其控制端为PMOS管的栅极。

本实施例，与传统的检测电压绝对值方式不同的是通过积分的方式检测过零翻转点，电流检测的精度更加精确；同时有效解决了传统有源二极管中比较的振荡和反向漏电流的矛盾，提高能量转换的效率的同时使得本发明电路易于集成。

实施例2：

请参见图6-图11，并再次参见图2至图4，本实施例在上述实施例的基础上对本发明的电流检测电路10进行详细描述。具体如下：

图6为本发明实施例提供的另一种应用于压电整流器的电流检测电路的电路结构示意图。该电流检测电路10包括：

压电能量获取模型，用于模拟压电能量源；

与所述压电能量获取模型相连接的过零检测电路1，用于检压电能量获取模型等效电流源电流的过零翻转点；

与所述过零检测电路1相连接的NVC，用于将压电能量获取模型所产生的负电压转换为正电压；

与所述NVC相连接的高精度电流检测有源二极管电路2，高精度的电流检测有效减小了有源二极管的反向漏电流并且实现能量的逐次传递；

与所述高精度电流检测有源二极管电路2相连接的储能电容C_S，用于存储电荷；

与所述储能电容C_S相连接的负载电阻R_L。

本发明的上述实施例中压电能量获取模型模模拟压电能量源并产生电压V_HAR，过零检测电路1检测压电能量获取模型等效电流源ip的过零翻转点，加快所述压电能量获取模型等效电容C_P在电流源过零翻转点后的放电速度，使得反向充电的时间减小同时也减小了能量的损失；与所述过零检测电路1相连接的NVC将压电能量获取模型所产生的全周期电压V_HAR转换为正半周期电压并输出电压SW，电压SW通过高精度电流检测有源二极管2逐次传递后输出储能电容上得到稳定的输出电压V_O。

具体的，本发明电路由输出电压V_O实现自供电。

具体的，如图6所示，所述压电能量获取模型包括：压电能量获取模型等效电流源ip、压电能量获取模型等效电容C_P、压电能量获取模型等效电阻R_P；其中，

所述压电能量获取模型等效电流源ip的第一端与节点P相连接，所述压电能量获取模型等效电流源的第二端与节点N相连接；所述压电能量获取模型等效电容的上极板与节点P相连接，所述压电能量获取模型等效电容的下极板与节点N相连接；所述压电能量获取模型等效电阻的第一端与节点P相连接，所述压电能量获取模型等效电阻的第二端与节点N相连接；

图3给出了本实施例中过零检测电路1的一种实现方式，有比较器COMP1、逻辑控制电路、开关管MN11组成；所述比较器COMP1通过比较第一负压转换电压SW和第一输出电压V_O从而得到第一比较信号V_COM，第一比较信号V_COM经由逻辑控制电路后得到第一脉冲控制信号V_CON，通过第一脉冲控制信号V_CON控制开关管MN11的导通从而加快所述压电能量获取模型等效电容C_P在电流源ip过零翻转点后的放电速度，使得反向充电的时间减小以及减小了能量的损失。

图7为本发明实施例提供的一种压电能量获取模型等效电流源ip、第一负压转换电压SW、第一脉冲控制信号V_CON和比较器输出电压CLK的仿真波形图。图7给出了本发明实施例中过零检测电路1的工作过程示意图，由过零检测电路1产生的第一脉冲控制信号V_CON在压电能量获取模型等效电流源ip的过零翻转点后精确的控制开关管MN11导通，开关管MN11放电一定时间后，第一脉冲控制信号V_CON关闭开关管MN11，从而使得压电能量获取模型等效电流源ip反向给压电能量获取模型等效电容C_P充电。

具体的，如图3所示，所述过零检测电路1包括：比较器COMP1、逻辑控制电路、开关管MN11；其中，所述第一负压转换电压SW与所述比较器COMP1的正向输入端相连接，所述第一输出电压V_O与所述比较器COMP1的反相输入端相连接；所述比较器COMP1的输出端输出第一比较电压V_COM；所述第一比较电压V_COM与所述逻辑控制电路的输入端相连接，所述逻辑控制电路的输出端输出第一脉冲控制信号V_CON；所述第一脉冲控制信号V_CON与所述开关管MN11的栅极相连接，所述开关管MN11的漏极与所述节点P相连接，所述开关管MN11的源极与所述节点N相连接；

图4给出了本实施例中高精度电流检测有源二极管电路的一种实现方式，所述电路由带失调校准的比较器、PMOS功率管，衬底选择电路以及辅助续流管构成，当第一输出电压V_O低于某一阈值电压时，本发明实施例中的电路并不工作，此时电流通过辅助续流管储存在储能电容上，当储能电容上的电压高于阈值电压时，本实施例中电路开始正常工作并实现能量的逐次传递。

具体的，如图4所示，所述高精度电流检测有源二极管包括：带失调校准比较器COMP2、PMOS开关管MP210、PMOS管MP211、PMOS管MP212、PMOS管MP213；其中，

所述第一负压转换电压SW与所述带失调校准比较器COMP2的反向输入端、所述PMOS开关管MP210的源极、所述PMOS管MP211的漏极、所述PMOS管MP212的栅极、所述PMOS管MP213的源极相连接；所述PMOS开关管MP210的衬底与所述PMOS管MP211的漏极和衬底、所述PMOS管MP212的漏极和衬底、所述PMOS管MP213的衬底相连接；所述第一输出电压V_O与所述PMOS开关管MP210的漏极、所述带失调校准比较器COMP2的正向输入端相、所述PMOS管MP212的漏极、所述PMOS管MP211的栅极、所述PMOS管MP213的栅极和衬底相连接；所述带失调校准比较器COMP2输出端输出第二比较电压CLK；所述第二比较电压CLK与所述PMOS开关管MP210的栅极相连接；

图5给出了本实施例中带失调校准比较器电路的一种实现方式，在校准阶段，控制信号A、B、F为高电平，控制信号C、D、E为低电平，此时MP24、MP25导通，MP29关闭，传输门S1、S2、S3、S4、S5导通，随机失调电压存储在电容C21、C22中，MP27以二极管方式连接，为MN24提供偏置，MP27的栅极电压存储在电容C24中，此时比较器输出电压CLK为高电平，从而防止在校准阶段MP210的导通形成MP210由漏端流向源端的反向漏电流；在比较阶段，控制信号A、B、F为低电平，控制信号C、D、E为高电平，此时MP23、MP26导通，传输门S1、S2、S3、S4、S5关闭，存储在电容C21和电容C22上的随机失调电压与比较阶段产生的随机失调电压在输出端进行失调消除，提高电流检测的精度；流过电阻R22的偏置电流产生一个远小于随机失调电压的正的固定失调电压，从而使得MP210在过零翻转点之前关闭，防止过零翻转点后第一负压转化电压SW的下降并且MP210的导通形成MP210由漏端流向源端的反向漏电流的产生；当比较器输出为高时，流过电阻R21的偏置电流引入一个迟滞电压，当第一负压转换电压SW比第一输出电压V_O高到某一定值时，带失调校准比较器输出端输出低电平，此时MP29导通，R21被短路，从而形成能量的逐次传递。

图5给出了本实施例中电容漏电流减小技术的一种实现方式，对于由PMOS管和NMOS管组成的传输门，在比较阶段，传输门S2和S3关闭，电容C22上的漏电流主要由传输门S2中PMOS的漏电流决定，通过增加电容C23和传输门S3，即使电容C23上的电压在比较阶段波动几十毫伏甚至上百毫伏，但由于PMOS的体效应使得输门S2中PMOS管的阈值电压上升，从而使得PMOS管的漏电流随阈值电压成指数倍的减小，这种逐级递减的方式可以使得电容C22上的电压变化远小于0.1mV。

图8为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的控制信号波形图和工作过程示意图。在校准阶段，控制信号A、B为高电平，控制信号E为低电平，此时比较器输出CLK保持高电平；比较阶段控制信号A、B为低电平，控制信号E为高电平，此时比较器进行正常的比较过程。

具体的，如图5所示，所述带失调校准比较器包括：直流电流源I_D、NMOS管MN21、NMOS管MN22、NMOS管MN23、NMOS管MN24、NMOS管MN25、PMOS管MP21、PMOS管MP22、PMOS管MP23、PMOS管MP24、PMOS管MP25、PMOS管MP26、PMOS管MP27、PMOS管MP28、PMOS管MP29、传输门S1、传输门S2、传输门S3、传输门S4、传输门S5、电容C21、电容C22、电容C23、电容C24、电容C25、电阻R21、电阻R22；其中，所述第一输出电压V_O与所述直流电流源I_D的正极、所述PMOS管MP24的源极、所述PMOS管MP25的源极、所述PMOS管MP26的源极、所述PMOS管MP27的源极、所述PMOS管MP28的源极相连接；所述直流电流源I_D的负极与所述NMOS管MN21的栅极和漏极、所述传输门S1的输入端、所述NMOS管MN25的栅极相连接；所述NMOS管MN21的源极、所述电容C21的下极板、所述NMOS管MN22的源极、所述NMOS管MN23的源极、所述电容C22的下极板、所述电容C23的下极板、所述NMOS管MN24的源极、所述NMOS挂MN25的源极均与地电压GND相连接；所述传输门S1的正相控制端与控制信号A相连接，所述传输门S1的反向控制端与控制信号C相连接，所述传输门S1的输出端与所述电容C21的上极板、所述NMOS管MN22的栅极相连接；所述第一负压转换电压SW与所述电阻R21的第一端、所述PMOS管MP29的源极相连接；所述电阻R21的第二端与所述PMOS管MP29的漏极、所述电阻R22的第一端相连接；所述PMOS管MP29的栅极与所述第二比较电压CLK相连接；所述电阻R22的第二端与PMOS管MP23的源极相连接；所述PMOS管MP23栅极与控制信号F相连接，所述PMOS管MP23的漏极与所述PMOS管MP24的漏极、所述PMOS管MP21的源极相连接；所述PMOS管MP24的栅极与所述PMOS管MP25的栅极、控制信号E相连接；所述PMOS管MP25的漏极与所述PMOS管MP26的漏极、所述PMOS管MP22的源极相连接；所述PMOS管MP26的栅极与控制信号F相连接；所述PMOS管MP21的栅极与所述PMOS管MP21的漏极、所述PMOS管MP22的栅极、所述NMOS管MN22的漏极相连接；所述PMOS管MP22的漏极与所述NMOS管MN23的漏极、所述传输门S3的输入端、所述NMOS管MN24的栅极相连接；所述传输门S3的输出端与所述电容C23的上极板、所述传输门S2的输入端相连接，所述传输门S3的正向控制端与控制信号B相连接，所述传输门S3的反向控制端与控制信号D相连接；所述传输门S2的正向控制端与控制信号A相连接，所述传输门S2的反向控制端与控制信号C相连接，所述传输门S2的输出端与所述电容C22的上极板、所述NMOS管MN23的栅极相连接；所述PMOS管MP27的漏极与所述NMOS管MN24的漏极、所述传输门S5的输入端、所述PMOS管MP28的栅极相连接；所述传输门S5的正向控制端与控制信号B相连接，所述传输门S5的反向控制端与控制信号D相连接，所述传输门S5的输出端与所述电容C25的上极板、所述传输门S4的输入端相连接；所述传输门S4的正向控制端与控制信号A相连接，所述传输门的S4的反向控制端与控制信号C相连接，所述传输门S4的输出端与所述电容C24的上极板、所述PMOS管MP27的栅极相连接；所述PMOS管MP28的漏极与所述NMOS管MN25的漏极相连接并输出第二比较电压CLK。

具体的，请参见图9，图9为本发明实施例提供的一种电容漏电流减小技术的仿真波形图。温度在-40℃至125℃的范围内变化时，本发明实施例中电容漏电流减小技术使得电容上经由传输门所损失的漏电流随温度的变化很小，且温度在-40℃至75℃的范围内，电容上经由传输门损失的漏电流小于20fA；而采用传统技术使得电容上经由传输门损失的漏电流很大，达到了pA量级，并且传统技术电容上经由传输门损失的漏电流受温度影响的变化很大。

具体的，请参见图10，图10为本发明实施例提供的一种带失调校准比较器的失调电压Monte Carlo仿真波形图。仿真次数设定为500次，可以看出带失调校准比较器的失调电压其平均值(μ)为0.001mV，标准差(σ)为0.073mV，这得益于失调消除技术和电容漏电流减小技术的采用。

具体的，请参见图11，图11为本发明实施例提供的一种电流检测有源整流器与传统技术整流器的输出功率对比图。在输入功率相同的情况下，传统技术整流器在输出电压为1.23V时输出功率达到最大值16.9μW；本发明实施例中高精度电流检测有源整流器在输出电压为2.24V时输出功率达到最大值32.4μW，相比于传统技术整流器的最大输出功率提高了约1倍。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。