开关电容多电平转换器及多电平逆变器

技术领域

本发明涉及电压转换技术领域，特别涉及一种开关电容多电平转换器及一种多电平逆变器。

背景技术

相比传统的桥式逆变器，多电平逆变器能降低电气部件的额定值和提高输出的电能质量。由于没有庞大而沉重的滤波电感器，整合了开关电容技术的多电平逆变器能轻易达到升压和增加功率密度的目的。目前，大多数的储能技术都是基于：电化学电池、超级电容和燃料电池。为了提供足够的电压以驱动大多数的电力负载，这些储能器件需要互相串联连接起来。由于串接的储能装置本质上是多电平的电压源，简单地运用双向开关便可以产生多电平的输出。然而，大量堆栈储能装置会大幅增加储能管理系统和均衡电路的复杂程度。

发明内容

本发明的目的在于提供一种开关电容多电平转换器及多电平逆变器，以降低变频驱动器储能系统的成本。

为了实现上述目的，在第一方面，本发明提供了一种开关电容多电平转换器，其包括：第一开关器件，具有第一输入/输出端、第二输入/输出端；第二开关器件，具有第一输入/输出端、第二输入/输出端，且所述第一开关器件的第一输入/输出端与所述第二开关器件的第二输入/输出端连接；至少一个分支电路，每一分支电路包括第三开关器件、电容、第四开关器件，所述至少一个分支电路的所有电容串联并与所述第一开关器件的第一输入/输出端、所述第二开关器件的第二输入/输出端连接；在每一所述分支电路中，所述第三开关器件、第四开关器件均包括第一输入/输出端、第二输入/输出端，所述第三开关器件的第一输入/输出端连接于所述第四开关器件的第二输入/输出端、所述电容的一端。

优选地，所述第一开关器件、第二开关器件均为晶体管。

优选地，所述第三开关器件为单向开关器件，所述第四开关器件为双向开关器件或单向开关器件。

优选地，所述第三开关器件为晶体管或二极管，所述第四开关器件为晶体管、或者二极管、或者串联的晶体管和二极管、或者反向串联的两个晶体管。

优选地，所述晶体管为MOSFET或IGBT。

优选地，所述分支电路包括第一分支电路、多个第二分支电路、第三分支电路，所述多个第二分支电路结构相同，且所述第一分支电路的电容与所述第一开关器件、第二开关器件连接，所述第一分支电路的电容与对应的第二分支的电容连接，所述第三分支电阻器件的电容与对应的第二分支电路的电容连接。

优选地，所述第三开关器件的第二输入/输出端分别连接有一电感。

在第二方面，本发明提供了一种多电平逆变器，其包括开关电容多电平转换器、连接于所述开关电容多电平转换器输出总线的H桥逆变电路，其中，所述开关电容多电平转换器为根据本发明第一方面所述的开关电容多电平转换器。

本发明的有益效果如下：

在低成本和高供电质量的前提下，本发明的多电平开关电容转换器利用自举电路可以产生双倍的直流电压和电平数量，将电压幅度和可输出的电平数目增加一倍。在本发明的多电平逆变器中，多电平转换器的直流输出端串联连接到H桥逆变电路，则可以产生多电平交流输出。借此，利用本发明不但可以大大降低储能系统的成本，而且可以有效地降低储能系统的输出谐波，改善系统稳定性。

附图说明

图1为本发明多电平逆变器实施例一的电路拓扑结构图；

图2为图1所示实施例一的开关电容多电平直流转换器的输出总线电压以及相应开关状态的对照表；

图3为图1所示实施例一H桥逆变器输出电压及H桥逆变器相应开关状态的对照表；

图4为本发明多电平逆变器实施例二的电路拓扑结构图；

图5为本发明多电平逆变器实施例三的电路拓扑结构图；

图6为本发明多电平逆变器实施例四的电路拓扑结构图；

图7为本发明多电平逆变器实施例五的电路拓扑结构图；

图8为图7所示实施例五的计算机仿真模型的输出波形图；

图9、图10、图11分别为本发明多电平逆变器多个实施例中可能所涉的分支电路一、分支电路二、分支电路三的拓扑结构图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明。

为了缓解现有技术中因为储能管理系统和均衡电路复杂程度增加导致的问题，本发明提供一种开关电容多电平转换器以及具有该开关电容多电平转换器的多电平逆变器，以利用开关电容技术将电压幅度和可输出的电平数目增加一倍。从而不但大大降低变频驱动器储能系统的成本，而且有效地降低变频器的输出谐波。

由于本发明提供的多电平逆变器包括本发明提供的开关电容多电平转换器，为了减少不必要的赘述，下面详细描述多电平逆变器时，不再对开关电容多电平转换器进行独立描述。此外，本发明多个实施例的部分电路结构相同，对相同部分也不再一一描述。

如图1所示，本发明提供的多电平逆变器实施例一包括开关电容多电平转换器100(以下简称为转换器100，与此相同，其他实施例也相应简称为转换器300、转换器500等)、连接于转换器100输出总线V_Bus(附图标记V_Bus也表示总线电压)的H桥逆变电路200(以下简称为逆变电路200)。转换器100包括开关器件T₀₁、T₀₂(对应于本发明的第一开关器件和第二开关器件)和多个分支电路(未一一标注)。为了清楚的描述本实施例一的结构及原理，开关器件T₀₁、T₀₂和多个分支电路连接到由n个储能装置V_s1至V_sn(例如电池、超级电容器等)串联组成的多电平电压源。本领域技术人员应当理解，储能装置并不是构成本发明的必需部件。

具体而言，开关器件T₀₁的第一输入/输出端与开关器件T₀₂的第二输入/输出端连接。n个分支电路分别包括开关器件T₁₁、电容C₁、开关器件T₁₂(这三者构成第一分支电路)、开关器件T₂₁至开关器件T_(n-1)1、电容C₂至电容C_(n-1)、开关器件T₂₂至开关器件T_(n-1)2(开关器件T₂₁至开关器件T_(n-1)1、电容C₂至电容C_(n-1)、开关器件T₂₂至开关器件T_(n-1)2、构成多个第二分支电路)、开关器件T_n1、电容C_n、开关器件T_n2(这三者构成第三分支电路)。开关器件T₁₁至开关器件T_n1(对应于本发明的第三开关器件)、开关器件T₁₂至开关器件T_n2(对应于本发明的第四开关器件)均包括第一输入/输出端、第二输入/输出端，以和其他器件连接。在本实施例一中以及其他实施例中，开关器件T₁₁至开关器件T_n1、开关器件T₁₂至开关器件T_n2可以是二极管、晶体管、场效应管、IGBT(绝缘栅双极型晶体管)等或者其中二者的组合。若为二极管，输入/输出端为正极、负极；若为晶体管，输入/输出端为集电极、发射极；若为场效应管，输入/输出端为源极、漏极。进一步具体而言，本实施例一的开关器件T₀₁、T₀₂、T₁₁至T_n1、T₁₂和T_n2为单向开关，例如MOSFET(金属-氧化物-半导体场效应晶体管)和IGBT，而部分分支电路的开关器件T₂₂至T_(n-1)2是双向开关，由两个单向开关反向串联组成。

n个分支电路的电容C₁至C_n串联后与开关器件T₀₁的第一输入/输出端、开关器件T₀₂的第二输入/输出端连接。开关器件T₁₁至开关器件T_n1的第一输入/输出端连接于相应的开关器件T₁₂至开关器件T_n2的第二输入/输出端、电容C₁至电容C_n的一端，然后，各分支电路与输出总线V_Bus连接。

本实施例一通过(2n+2)个主动开关(或者称之为有源开关)和n个电容，在输出总线V_Bus之间可产生的电平数目为2n。图2列出了直流总线的电平和相应的主动开关的状态(假设电容C₁-C_n足够大；T_x1:T₀₁至T_n1，其他开关处于"关断(OFF)"状态)。如图3所示，当逆变电路200的晶体管Q11、Q22导通时，逆变电路200输出正电压；当晶体管Q₂₁、Q₁₂导通时，逆变电路200输出负电压；逆变电路200通过导通晶体管Q₁₁、Q₂₁或晶体管Q₁₂、Q₂₂，输出零电平。这样，n个串接的电压源V_s1至V_sn可通过本实施例一产生(4n+1)(公式一)个输出电平。

采用大量的主动器件或会增加系统的故障率，同时为了控制系统成本，本发明还提供几种在不同的应用范围和条件下，减少主动器件数目可能性的实施例。

若只允许单向的功率流，以及电容C₁,…,C_n的电容值足够大，图4所示的实施例二在转换器300上的主动开关器件T₁₁至T_n1可被二极管D₁₁至D_n1取代，以减少主动器件的数量。转换器300中的其他器件及逆变电路400结构不变。

如图5所示，本实施例三包括转换器500、逆变电路600，如果与逆变电路600连接的负载Load为纯电阻负载(负载端的电压Vo和电流完全同相，或其他非常高功率因子的负载)，图4中的开关器件T₁₂至T_(n-1)2中的一个晶体管可以被二极管D₁₂至D_(n-1)2取代，以进一步减少主动器件的数量。

由上述分析可知，为适应各种不同的应用，上述各实施例的转换器100/300/500配置可以变化多端。例如：图9所示分支电路10适用于双向功率传输、图10所示分支电路20适用于阻抗负载、图11所示分支电路30适用于无抗负载，其中分支电路10包括三个IGBT，分支电路20包括一个二极管、两个IGBT，分支电路30包括两个二极管、一个IGBT。除了分支电路不同，在同一转换器中也可以根据需要配置不同的分支电路，例如图1中，位于底部的分支电路的双向开关器件T₁₂为一颗IGBT，位于顶部的分支电路的双向开关器件T_n2为一颗IGBT，中间部分的分支电路的相应器件则包括两个IGBT。通过不同器件的配置以及不同分支电路的配置，本发明可以很有弹性地在系统成本、操作性能和负载兼容性之间取得平衡。

上述各实施例的转换器100/300/500可以通过自举电路产生双倍的电压和电平数目。然而，电容C₁-C_n在充电时会产生很大的浪涌电流，对电路构成额外的负荷，以及对周边电路产生电磁干扰。鉴于此，如图6所示的实施例四所示，在晶体管Tx1或二极管Dx1的第二端和相应的电源Vs之间连接一个电感Lx，以有效地限制充电电流的幅度。在很多情况下，电感Lx更可以在充电时，延迟电流的上升以及反向偏置相应的二极管Dx1，以实现零电流开关(Zero>

具体而言，图6所示实施例四是一个采用混合配置的开关电容17-电平逆变器(该实施例四中n＝4，根据前述公式一，4*4+1＝17)，只要在负载load端电压达到±2Vs前电压电流同相，该实施例四都能承受阻抗性负载，否则将会跳过±3Vs和±7Vs的电平。因为不同于纯电阻负载，在阻抗性负载的情况下，当该实施例四的逆变电路输出为±3Vs或±7Vs的电平时，负载load两端所感生的电压有机会比±3Vs或±7Vs高。此时，二极管D₃₂会反向偏置，电流只能经开关器件T₄₂流向电容C₄，所以负载端的电压不是±3Vs和±7Vs，而是±4Vs和±8Vs。

由于开关器件T₁₁和开关器件T₄₁是晶体管，当负载端为发电机/电网时，实施例四可通过控制开关器件T₁₁、T₁₂和T₄₁、T₁₂让逆变电路的输出电流和负载load端电压反相。此时，反相的电流会经开关器件T₁₁和T₄₁为电压源充电，实现功率回收。因此，通过连接到Vs和4Vs电压源的分支，该实施例四能实现功率回收。其中，电感L₁至L₄为谐振电感器，其主要作用是限制浪涌电流和降低开关损耗。

如图7所示，本发明实施例五为一个开关电容13-电平逆变器(该实施例五中n＝3，根据前述公式一，4*3+1＝13)，图8则示出了其计算机仿真模型的输出波形。在图7中，还示出了控制模块controlblock，以控制各开关器件的导通关断。如图8所示，沿着时间轴time，转换器的总线电压V_bus在0-600v之间变化，经过逆变电路的转换，负载load端电压Vo则在±500V之间变化，体现了自举电路的升压作用，负载load的电流Io在±3A之间变化，端电压Vo、电流Io的方向变化则体现了逆变电路的“把直流电变成交流电”的作用。

综上，本发明提供的多电平逆变器包括一个基于自举技术的开关电容多电平转换器和一个H桥逆变电路。该转换器包括多个开关电容电路分支，每一电路分支由一部分的自举电路和连接到输出总线的开关器件组成。使得该转换器可应用于任意数目的串接电压源，并能产生相对串接的电压源的双倍电压和电平数目。

根据不同的应用，在本发明中，自举电路可以由两个晶体管开关分别连接到开关电容串和电压源串的总负和电压源串的总正，以及由晶体管或二极管构成的单向开关连接到电压源和开关电容的正极实现。根据不同的负载种类，分支电路可以不同。通过控制连接在电压源和直流总线之间的主动开关器件的状态，输出多电平电压。

此外，通过不同的连接方式，本发明的多个转换器还可组合成更高电压输出或多相电压输出的结构。

根据不同种类的应用，本发明的转换器的分支电路可互相组合而不需要接驳到H桥逆变电路，也就是说，本发明的转换器并非必须与逆变电路连接，而形成本发明的多电平逆变器，而是还可以与其他电路连接。

由上分析，本发明可以取得结构简化、系统稳定、降低成本等优点。

由技术常识可知，本发明可以通过其它的不脱离其精神实质或必要特征的实施方案来实现。因此，上述公开的实施方案，就各方面而言，都只是举例说明，并不是仅有的。所有在本发明范围内或在等同于本发明的范围内的改变均被本发明包含。