应用于混合动力电动汽车的复合电源及功率分配控制方法

技术领域

本发明涉及混合动力电动汽车的功率控制技术领域，具体涉及一种应用于混合动力电动汽车的复合电源及功率分配控制方法。

背景技术

蓄电池-超级电容器复合电源在混合动力电动汽车领域已获得广泛研究，但是复合电源结构以及两种电源之间的功率分配控制仍是当前重点和难点问题，成为制约复合电源技术推广应用的主要瓶颈。为了确保蓄电池、超级电容器和负载三者之间能量和功率的双向动态流动，通常会将蓄电池和超级电容器各自串联一个功率变换器后再并联，通过主动控制功率变换器，使得蓄电池和超级电容器及时出力，随时满足负载的能量和功率需求。

复合电源功率分配控制策略即控制功率变换器，传统方法采用了线性控制技术对复合电源进行了控制，但是无论是功率变换器还是超级电容器都属于非线性器件，所以采用线性控制策略，系统稳定性有待提高。对于非线性控制，包括逻辑门限控制和模糊逻辑控制和滤波控制等等。逻辑门限控制和模糊逻辑控制都是基于规则的控制策略，只是模糊逻辑控制策略中的门限值被模糊化了，这两种控制策略的控制思想大致相同，规则集也基本类似，控制规则比较固定，不能及时在线调整。而对于滤波控制基本上都是以控制超级电容器的电压来对蓄电池和超级电容器进行功率分配，不能很好地适应工况的变化。

发明内容

本发明的目的在于提出一种应用于混合动力电动汽车的复合电源及功率分配控制方法，其中，应用于混合动力电动汽车的复合电源中蓄电池作为主电源，通过Boost变换器连接至直流母线；超级电容器作为辅助电源，通过Buck-Boost变换器连接至直流母线；功率分配控制方法能充分发挥复合电源中蓄电池比能量大和超级电容器比功率大的优点，两种电源能优势互补，满足混合动力电动汽车对能量和功率的双重需求。

为了实现本发明的目的，所采用的技术方案是：应用于混合动力电动汽车的复合电源，包括蓄电池和超级电容器，蓄电池作为主电源，蓄电池通过Boost变换器连接至直流母线，超级电容器作为辅助电源，超级电容器通过Buck-Boost变换器连接至直流母线，直流母线通过功率逆变器将直流电变换成交流电，从而驱动牵引电机，牵引电机带动混合动力电动汽车的车轮转动。

作为本发明的优化方案，Boost变换器包括第一高频电感L₁、输出滤波电容C_dc、二极管D1和第一全控型开关器件IGBT>1，第一高频电感L₁的一端连接蓄电池的正极，第一高频电感L₁的另一端连接二极管D1的正极，二极管D1的负极与输出滤波电容C_dc的正极连接，输出滤波电容C_dc的负极与蓄电池的负极相连，第一全控型开关器件IGBT>1的集电极与第一高频电感L₁的另一端连接，第一全控型开关器件IGBT>1的发射极与蓄电池的负极相连。

作为本发明的优化方案，Buck-Boost变换器包括第二高频电感L₂、第二全控型开关器件IGBT>2和第三全控型开关器件IGBT>3，第二高频电感L₂的一端与超级电容器的正极连接，第二高频电感L₂的另一端分别与第二全控型开关器件IGBT>2的集电极和第三全控型开关器件IGBT>3的发射极连接，第二全控型开关器件IGBT>2的发射极与超级电容器的负极连接，第三全控型开关器件IGBT>3的集电极与功率逆变器连接。

为了实现本发明的目的，所采用的技术方案是：应用于混合动力电动汽车的复合电源的功率分配控制方法，用于对应用于混合动力电动汽车的复合电源进行功率分配控制，包括如下步骤：

A、稳定直流母线的电压V_dc，使得直流母线的电压V_dc跟踪恒定的参考值V_dc-ref，Boost变换器输入信号的控制规则为：

其中：μ₁为第一全控型开关器件IGBT>1的门级驱动信号的平均值，蓄电池(1)等效为直流电压源v_b，L₁为第一高频电感L₁的电感值，第一高频电感L₁的等效串联电阻R₁，x₃为V_dc的平均值，c₁＞0定义为设计参数，e₃为直流母线电压V_dc的平均值x₃与其设计值x_3d之间的误差，x₁为i_bf的平均值，i_bf为第一高频电感L₁的输入电流，i_bf-ref为第一高频电感L₁的参考电流值，e₁＝x₁-i_bf-ref；

B、使得超级电容器(2)的电流实际值i_uc时刻跟踪参考值i_uc-ref，通过主动控制i_uc时刻跟踪参考值i_uc-ref，使得超级电容器及时对蓄电池进行功率补偿，Buck-Boost变换器输入信号μ₂₃的控制规则为：

其中：L₂为第二高频电感L₂的电感值，c₂＞0定义为设计参数，e₂＝x₂-i_uc-ref，x₂为i_uc的平均值，超级电容器两端的电压为v_uc，R₂为L₂的等效串联电阻。

作为本发明的优化方案，应用于混合动力电动汽车的复合电源的功率分配控制方法还包括步骤：控制应用于混合动力电动汽车的复合电源实现全局渐进稳定，使得直流母线电压V_dc的设计值x_3d满足：

其中，s为拉普拉斯算子，C_dc为输出滤波电容C_dc的电容值，c₃＞0定义为设计参数，i₀为应用于混合动力电动汽车的复合电源的负载电流。

本发明具有积极的效果：1)本发明充分发挥蓄电池比能量大和超级电容器比功率大的优点，两种电源能优势互补，满足混合动力电动汽车对能量和功率的双重需求。同时，该控制方法既能实现较高的控制精度，还能保证系统具有较高的稳定性。

2)本发明中的超级电容器对蓄电池进行功率补偿，避免了电池提供瞬时功率和峰值功率，复合电源的整体效率显著提高；超级电容器可以迅速高效地大电流充放电，最大限度地回收了再生制动能量，大大地节约了能源。

附图说明

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为应用于混合动力电动汽车的复合电源在混合动力电动汽车中的电路结构；

图2为应用于混合动力电动汽车的复合电源的拓扑结构；

图3为应用于混合动力电动汽车的复合电源的功率分配控制方法模型图；

图4为输入信号u₂和u₃变换系统的框图。

其中：1、蓄电池，2、超级电容器，3、功率逆变器，4、牵引电机。

具体实施方式

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“径向”、“轴向”、“上”、“下”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。

图1为应用于混合动力电动汽车的复合电源在混合动力电动汽车中的电路结构，包括蓄电池1和超级电容器2，蓄电池1作为主电源，蓄电池1通过Boost变换器连接至直流母线，超级电容器2作为辅助电源，超级电容器2通过Buck-Boost变换器连接至直流母线，直流母线通过功率逆变器3将直流电变换成交流电，从而驱动牵引电机4，牵引电机4带动混合动力电动汽车的车轮转动。其中，本申请中的复合电源是应用于混合动力电动汽车的复合电源的简称，功率分配控制方法是应用于混合动力电动汽车的复合电源的功率分配控制方法的简称。

图2为应用于混合动力电动汽车的复合电源的拓扑结构，Boost变换器包括第一高频电感L₁、输出滤波电容C_dc、二极管D1和第一全控型开关器件IGBT>1，第一高频电感L₁的一端连接蓄电池1的正极，第一高频电感L₁的另一端连接二极管D1的正极，二极管D1的负极与输出滤波电容C_dc的正极连接，输出滤波电容C_dc的负极与蓄电池1的负极相连，第一全控型开关器件IGBT>1的集电极与第一高频电感L₁的另一端连接，第一全控型开关器件IGBT>1的发射极与蓄电池1的负极相连。其中，蓄电池1表现为低压直流，其作用是为负载提供其所需的平均功率，定义为能量源。R₁为第一高频电感L₁的等效串联电阻，u₁为第一全控型开关器件IGBT>1的二进制驱动信号。输入电容C_b的作用是在负载瞬时功率需求较高时，防止蓄电池1过电压。超级电容器2作为辅助电源通过Buck-Boost变换器连接至直流母线，超级电容器2的电流可以实现双向流动，其作用是为负载提供瞬时功率需求，如加速或者减速过程中的峰值功率，定义为功率源。R₂为L₂的等效串联电阻，u₂和u₃分别为第二全控型开关器件IGBT>2和第三全控型开关器件IGBT>3的门级二进制驱动信号。L₂的作用为能量转移和滤波，其大小由开关频率和纹波电流决定。

Buck-Boost变换器包括第二高频电感L₂、第二全控型开关器件IGBT>2和第三全控型开关器件IGBT>3，第二高频电感L₂的一端与超级电容器2的正极连接，第二高频电感L₂的另一端分别与第二全控型开关器件IGBT>2的集电极和第三全控型开关器件IGBT>3的发射极连接，第二全控型开关器件IGBT>2的发射极与超级电容器2的负极连接，第三全控型开关器件IGBT>3的集电极与功率逆变器3连接。

Boost变换器采用经典的直流母线电压反馈闭环控制，对于Buck-Boost变换器，则采用超级电容器2电流跟踪控制，即电流实际值i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，i_uc-ref是一个根据实际工况时时变化的值。

(1)能源模型

蓄电池1在建模过程中将其等效为直流电压源v_b，输出电流为i_b，如图2所示。超级电容器2等效为理想电容器C_uc与其在充放电时的等效串联电阻R_uc串联的结构，超级电容器2两端电压为v_uc，输出电流为i_uc。

(2)Boost变换器模型

从图2中可以得到Boost变换器的功率级双线性方程，如公式(1)和(2)所示，并考虑一些非理想情况，如电感L₁的等效串联电阻R₁，第一全控型开关器件IGBT>1的门级驱动信号u₁为PWM信号，数值在(0，1)之间。

其中，i_bf和i₁分别为电感L₁的输入电流和Boost变换器的输出电流，v_dc为直流母线电压。

(3)Buck-Boost变换器模型

Buck-Boost变换器模型包含一个Buck变换器和一个Boost变换器，因此，超级电容器2在放电模式下(i_sc＞0)Buck-Boost变换器表现为Boost变换器，在充电模式下(i_sc＜0)Buck-Boost变换器表现为Buck变换器。由于Buck-Boost变换器的控制目标是保证i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，我们可以定义一个二进制变量k如公式(3)所示：

当k＝1时，S₃门级驱动信号u₃设为0，S₂门级驱动信号u₂为PWM信号，考虑到u₂为二进制(0，1)之间变化的数值，可得到如下双线性开关模型：

i₂＝(1-u₂)i_uc公式(5)

当k＝2时，S₂门级驱动信号u₂设为0，S₃门级驱动信号u₃为PWM信号，同样考虑到u₃为二进制(0，1)之间变化的数值，则双线性开关模型变为：

i₂＝u₃i_uc>

在局部模块建模的基础之上，有必要建立全局系统模型以获得控制目标的最优控制。从公式(4)-(7)可以得到Buck-Boost变换器的全局模型：

i₂＝[k(1-u₂)+(1-k)u₃]i_uc>

另一方面，从图2以及公式(9)可得：

i₁＝i_o-i₂＝i_o-[k(1-u₂)+(1-k)u₃]i_uc公式(10)

其中，i₀为负载电流。

最后，从公式(1)、(8)和(10)可以建立双线性开关的全局模型：

其中，u₂₃为Buck-Boost变换器唯一输入控制变量，定义如式(14)所示：

u₂₃＝k(1-u₂)+(1-k)u₃公式(14)

为了更加容易实现控制目标，建立了公式(11)-(13)在开关周期内的平均全局模型：

其中，x₁为i_bf的平均值，x₂为i_uc的平均值，x₃为v_dc的平均值，μ₁和μ₂₃为占空比，同样也为u₁和u₂₃的平均值。

控制策略的好与坏，往往由控制目标来评价。控制策略其控制目标设计如下：

(1)在负载不断变化的情况下，稳定直流母线电压v_dc。直流母线电压越稳定，复合电源能量以及功率转换效率越高；

(2)i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref。超级电容器主要承担负载功率中的瞬时功率需求，通过主动控制i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，保证了超级电容器及时对蓄电池进行功率补偿，i_uc-ref具体表现为负载电流的变化情况；

(3)控制系统实现全局渐近稳定。

1)非线性控制策略设计

第一个控制目标是确保直流母线电压v_dc跟踪其恒定的参考值v_dc-ref，然而总所周知，Boost变换器存在非最小相位特征。针对这一问题，不对v_dc和v_dc-ref进行直接控制，而是采用控制电感L₁的输入电流i_bf这一间接控制方法来解决。确切表现为：电感L₁的输入电流i_bf跟踪其参考电流值i_bf-ref，系统稳态时有i_bf＝i_bf-ref，v_dc＝v_dc-ref，v_dc-ref＞v_b。从能量守恒角度考虑，输入功率等于输出功率，因此i_bf-ref与v_dc-ref的关系如下：

其中，λ≥1，为损耗因子，包括开关损耗以及电感损耗。

为了实现第一个控制目标，这里我们引入误差变量如公式(19)，e₁值越小，直流母线电压越稳定。e₁的平均值可从公式(15)中推导得出，具体见公式(20)。

e₁＝x₁-i_bf-ref>

要让e₁值越小，也即值越小，的执行可表现为：

其中，c₁＞0定义为设计参数，e₃为直流母线电压v_dc的平均值x₃与其设计值x_3d之间的误差，见公式(22)，x_3d的表达式后文会具体给出。

e₃＝x₃-x_3d>

结合公式(20)、(21)，可得到Boost变换器输入信号的控制规则：

其中，e₃为控制规则中的阻尼项，其作用是调整输出响应。

下一步，为实现第二个控制目标，需制定Buck-Boost变换器输入信号μ₂₃的控制规则。为此，引入误差变量e₂：

e₂＝x₂-i_uc-ref公式(24)

根据公式(16)，平均值为：

同样，实现i_uc时刻跟踪其参考值i_uc-ref，的值越小越好，的执行可表现为：

其中，c₂＞0也为设计参数。

结合公式(24)和(26)，输入信号μ₂₃的控制规则如下：

至此，前两个控制目标以设计完毕，下一步验证闭环控制系统是否稳定。

2)稳定性分析

第三个控制目标是复合电源控制系统实现全局渐近稳定，可从公式(23)和(25)着手，通过状态变量(e₁，e₂，e₃)来判断，建立二次李雅普诺夫函数如公式(28)所示：

目的即使得V的平均值负定，可从公式(21)、(26)以及(28)中得到：

其中，c₃＞0依然是设计参数。

因此，在这种情况下二次李雅普诺夫函数可改写为：

从公式(31)中可以看出含状态向量(e₁，e₂，e₃)的闭环系统全局渐近稳定。

最后，从公式(17)、(22)以及(30)可得到：

其中，s为拉普拉斯算子。

图4是输入信号u₂和u₃变换系统的框图，承接附图3，形成完整的混合动力电动汽车复合电源功率分配控制策略。

应当理解，以上所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。由本发明的精神所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。