一种适用于混合级联H桥多电平逆变器的改进型载波移相调制方法

技术领域

本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶2∶2∶2类型的混合级联H桥多电平逆变器的改进型载波移相调制方法。

背景技术

传统的两电平功率变换技术由于受功率器件耐压、输出电压谐波性能等影响而不适用于高压大功率场合，即使是采用功率器件直接串联的两电平高压大功率变换技术也存在静态和动态均压等一系列问题。而多电平功率变换技术的出现，在无需解决功率器件串联均压等问题的情况下，减小了功率器件的电压应力，减少了输出电压的谐波含量，降低了dv/dt所造成的电磁干扰，成为了高压大功率变换技术的研究热点。

常见的多电平变换器有二极管钳位型、飞跨电容型和级联H桥型等。级联H桥型逆变器不存在电压不均衡问题，也无需钳位二极管或飞跨电容，它是多电平逆变器中输出同样数量电平而所需器件最少的一种，并且具有模块化和相电压冗余等特点。但是它需要多个隔离的直流电源，在采用蓄电池、太阳能电池或燃料电池供电的大功率场合，其要求输入直流电源隔离的问题得到自然解决，因此是一种十分合适的拓扑选择。相比等压级联H桥型拓扑而言，混合级联H桥拓扑能以较少的功率器件和直流电源，输出较多的电平数，在高压大功率变换领域具有较大的应用价值和广阔的发展前景。

由于各级联单元相互独立，当传递有功功率时，需要考虑功率均衡问题。调制方法本身的特性造成了各个级联单元输出功率不同，使得电池充放电不平衡，引起如蓄电池，太阳能电池等输入电源间电压差别增大，造成逆变器输出电压谐波含量增大，同时还会引起各单元电池使用寿命不相同，造成系统维护成本增加，因此需要对各个级联单元输出功率进行均衡控制。研究发现，载波移相调制可以自然实现功率均衡，尤其适用于等压级联H桥型拓扑，但对于混合级联H桥拓扑而言，该方法难以直接采用。

图1所示是一种混合级联H桥多电平逆变器拓扑，与传统的等压级联H桥型拓扑不同的是，其由n个H桥单元级联而成，除单元1(辅助单元)以外，其余n-1个级联单元(主功率单元)直流侧均为电压源，且直流侧电压相等，即V_dc2＝V_dc3＝…＝V_dcn＝E；而单元1的直流侧为电容，且其直流侧电压仅为其余单元直流侧电压的一半，即V_dc1＝0.5E。采用本发明的调制方法可以在保留等压级联H桥型拓扑优点的基础上实现：1)输出电平数增加。除辅助单元以外，其余n-1个主功率单元的输出电平数为2n-1，加上辅助单元之后，总输出电平数可达4n-3。2)输出等效开关频率增加。采用本发明的调制方法，n-1个主功率单元输出电压的等效开关频率为开关管实际开关频率的n-1倍，加上辅助单元之后，逆变器输出电压在此基础上实现倍频，故等效开关频率可以达到2(n-1)倍。本发明的调制方法将传统的载波移相调制进行改进，使其可以很好地应用于混合级联H桥多电平逆变器中，大大改善了输出电压波形质量，具有重要的理论及现实意义。本发明以4个级联单元为例，详细分析适用于该类型拓扑的改进型载波移相调制原理及实现方法。

发明内容

发明目的

本发明的目的是提出一种适用于电压比为1∶2∶2∶2类型的混合级联H桥多电平逆变器的改进型载波移相调制方法，在满足主功率单元功率均衡分配的情况下，辅助单元的加入实现逆变器输出电平数和输出等效开关频率的增加，从而改善系统输出电压的谐波特性，提高该多电平逆变器的实用性。

技术方案

本发明的技术方案如下：

(1)该混合级联H桥多电平逆变器由n个H桥单元级联而成，其中，单元1为辅助单元，直流侧为电容，且其直流侧电压仅为其余单元直流侧电压的一半，即V_dc1＝0.5E；其余n-1个级联单元为主功率单元，直流侧均为电压源，且直流侧电压相等，即V_dc2＝V_dc3＝…＝V_dcn＝E。

(2)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分。逻辑脉冲发生电路由正弦调制波(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、主三角载波(v_ca、v_cb、v_cc)、辅三角载波(v_cr1、v_cr2、v_cr3)和七个比较器(T₁～T₇)组成；驱动逻辑运算电路由20个非门(X₁～X₂₀)、19个双输入与门(Y₁～Y₁₉)、2个三输入与门(Y₂₀～Y₂₁)、5个双输入或门(Z₁～Z₅)和6个三输入或门(Z₆～Z₁₁)组成。其中，主三角载波(v_ca、v_cb、v_cc)频率均为f_c，峰峰值均为3E，且均介于0和3E之间；辅三角载波(v_cr1、v_cr2、v_cr3)频率均为3f_c，峰峰值均为E，且辅三角载波v_cr1介于0和E之间，辅三角载波v_cr2介于E和2E之间，辅三角载波v_cr3介于2E和3E之间。以主三角载波的周期为基准，主三角载波v_ca、主三角载波v_cb和主三角载波v_cc相位互差120°；辅三角载波v_cr1与零参考线的交点和三个主三角载波与零参考线的交点相位相差60°，辅三角载波v_cr3的相位与辅三角载波v_cr1的相位相同，辅三角载波v_cr2的相位与辅三角载波v_cr1的相位相差60°，即三个辅三角载波呈交替反向层叠式排列。

(3)在逻辑脉冲发生电路中：正弦调制波v_ref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出信号为调制波v_m，调制波v_m分别接入比较器T₁～T₃、T₅～T₇的正相输入端，主三角载波v_ca接比较器T₁的反相输入端，主三角载波v_cb接比较器T₂的反相输入端，主三角载波v_cc接比较器T₃的反相输入端，辅三角载波v_cr1接比较器T₅的反相输入端，辅三角载波v_cr2接比较器T₆的反相输入端，辅三角载波v_cr3接比较器T₇的反相输入端，正弦调制波v_ref接比较器T₄的正相输入端，比较器T₄的反相输入端接零参考电位。

(4)在驱动逻辑运算电路中：比较器T₁输出端经非门X₁后和比较器T₄的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号，或门Z₁的输出端接非门X₄后的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号；比较器T₁的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₁的两个输入端，与门Y₁的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，与门Y₁的输出端接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号；比较器T₂输出端经非门X₂后和比较器T₄的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出信号作为开关管Q₃₁的驱动信号，或门Z₂的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₃₂的驱动信号；比较器T₂的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出信号作为开关管Q₃₄的驱动信号，与门Y₂的输出端接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₃₃的驱动信号；比较器T₃输出端经非门X₃后和比较器T₄的输出端接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出信号作为开关管Q₄₁的驱动信号，或门Z₃的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₄₂的驱动信号；比较器T₃的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₃的两个输入端，与门Y₃的输出信号作为开关管Q₄₄的驱动信号，与门Y₃的输出端接非门X₉后的输出信号作为开关管Q₄₃的驱动信号；比较器T₁～T₃、T₅～T₇的输出端接辅助信号运算模块，辅助信号运算模块的输出为信号L₁和L₂，信号L₁接非门X₁₁，比较器T₄的输出端接非门X₁₀，非门X₁₁的输出端和非门X₁₀的输出端接与门Y₄的两个输入端，信号L₁和比较器T₄的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₆的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₁₁的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₁₃后的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号；信号L₂接非门X₁₂，比较器T₄的输出端接非门X₁₀，非门X₁₂的输出端和非门X₁₀的输出端接与门Y₅的两个输入端，信号L₂和比较器T₄的输出端接与门Y₇的两个输入端，与门Y₅的输出端和与门Y₇的输出端接或门Z₅的两个输入端，或门Z₅的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号，或门Z₅的输出端接非门X₁₄后的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号。

在辅助信号运算模块中：比较器T₁的输出端接非门X₁₅的输入端，比较器T₂的输出端接非门X₁₆的输入端，比较器T₃的输出端接非门X₁₇的输入端，非门X₁₅的输出端、非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接与门Y₂₀的三个输入端，非门X₁₅的输出端和非门X₁₆的输出端接与门Y₈的两个输入端，非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接与门Y₉的两个输入端，非门X₁₇的输出端和非门X₁₅的输出端接与门Y₁₀的两个输入端，非门X₁₅的输出端、非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接或门Z₆的三个输入端，与门Y₈的输出端、与门Y₉的输出端和与门Y₁₀的输出端接或门Z₈的三个输入端，与门Y₂₀的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₁₄的两个输入端，或门Z₈的输出端和比较器T₆的输出端接与门Y₁₅的两个输入端，或门Z₆的输出端和比较器T₇的输出端接与门Y₁₆的两个输入端，与门Y₁₄的输出端、与门Y₁₅的输出端和与门Y₁₆的输出端接或门Z₁₀的三个输入端，或门Z₁₀的输出信号为信号L₁；比较器T₁的输出端、比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接与门Y₂₁的三个输入端，比较器T₁的输出端和比较器T₂的输出端接与门Y₁₁的两个输入端，比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接与门Y₁₂的两个输入端，比较器T₃的输出端和比较器T₁的输出端接与门Y₁₃的两个输入端，比较器T₁的输出端、比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接或门Z₇的三个输入端，与门Y₁₁的输出端、与门Y₁₂的输出端和与门Y₁₃的输出端接或门Z₉的三个输入端，比较器T₇的输出端经非门X₂₀后和与门Y₂₁的输出端接与门Y₁₇的两个输入端，比较器T₆的输出端经非门X₁₉后和或门Z₉的输出端接与门Y₁₈的两个输入端，比较器T₅的输出端经非门X₁₈后和或门Z₇的输出端接与门Y₁₉的两个输入端，与门Y₁₇的输出端、与门Y₁₈的输出端和与门Y₁₉的输出端接或门Z₁₁的三个输入端，或门Z₁₁的输出信号为信号L₂。

有益效果

本发明的方法可以保证电压比为1∶2∶2∶2类型的混合级联H桥多电平逆变器在满足主功率单元功率均衡分配的情况下，采用辅助单元实现逆变器输出电平数及输出等效开关频率的增加，从而改善系统的输出特性，提高该多电平逆变器的实用性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。

图1是混合级联H桥多电平逆变器主电路。

图2是本发明所提的改进型载波移相调制原理图。

图3是本发明所提的改进型载波移相调制方法在区域V(0.5-1)的原理图。

图4是主功率单元在区域V(0-1)内的输出区域划分。

图5是辅助单元在区域V(0-1)内的输出区域划分。

图6是本发明所提的改进型载波移相调制方法电路实现示意图。

图7是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，级联单元输出电压、主功率单元的总输出电压以及级联逆变器的输出电压波形。

图8是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，主功率单元总输出电压波形的频谱分析。

图9是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器输出电压波形的频谱分析。

图10是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，级联单元输出功率和级联逆变器的输出功率波形。

具体实施方式

以四个H桥单元级联为例，分析本发明提出的适用于混合级联H桥多电平逆变器的改进型载波移相调制原理。此时，该拓扑包括一个辅助单元，即单元1，其直流侧为电容，直流侧电压V_dc1＝0.5E，交流侧输出电压为v_o1；三个主功率单元，即单元2、单元3和单元4，直流侧均为电压源，直流侧电压V_dc2＝V_dc3＝V_dc4＝E，交流侧输出电压分别为v_o2、v_o3和v_o4。其中，三个主功率单元可以产生7个不同的电平，相邻电平之间的压差为E，加入辅助单元后，该混合级联逆变器可以产生13个不同的电平，相邻电平之间的压差为0.5E，且可以使逆变器输出电压的等效开关频率实现倍增。

对于该逆变器拓扑而言，本发明的调制方法共需要六个三角载波：三个主三角载波(v_ca、v_cb、v_cc)和三个辅三角载波(v_cr1、v_cr2、v_cr3)。其中，主三角载波(v_ca、v_cb、v_cc)频率均为f_c，峰峰值均为3E，且均介于0和3E之间；辅三角载波(v_cr1、v_cr2、v_cr3)频率均为3f_c，峰峰值均为E，且辅三角载波v_cr1介于0和E之间，辅三角载波v_cr2介于E和2E之间，辅三角载波v_cr3介于2E和3E之间。以主三角载波的周期为基准，主三角载波v_ca、主三角载波v_cb和主三角载波v_cc相位互差120°；辅三角载波v_cr1与零参考线的交点和三个主三角载波与零参考线的交点相位相差60°，辅三角载波v_cr3的相位与辅三角载波v_cr1的相位相同，辅三角载波v_cr2的相位与辅三角载波v_cr1的相位相差60°，即三个辅三角载波呈交替反向层叠式排列。

三个主三角载波将整个电压平面按垂直方向均分为三个区域，从下往上依次为V(0-1)、V(1-2)、V(2-3)。引入辅三角载波后，六个载波则将整个电压平面按垂直方向均分为六个区域，从下往上依次为V(0-0.5)、V(0.5-1)、V(1-1.5)、V(1.5-2)、V(2-2.5)、V(2.5-3)。这里，V(y-z)代表正弦调制波v_ref落在电压区间[yE，zE]的区域。其中，0≤y＜z≤3，y∈{0，0.5，1，1.5，2，2.5}，z∈{0.5，1，1.5，2，2.5，3}。载波分布以及正弦调制波v_ref在每个区域的调制原理如图2所示，下面以区域V(0-1)进行详细的说明。

对正弦调制波v_ref进行取绝对值运算得调制波v_m，调制波v_m分别与主三角载波v_ca、v_cb、v_cc比较得逻辑脉冲信号A、B和C；调制波v_m分别与辅三角载波v_cr1、v_cr2、v_cr3比较得逻辑脉冲信号R₁、R₂和R₃；正弦调制波v_ref直接与零参考电压比较得极性脉冲信号D，则信号D在正半周期内恒为高电平，在负半周期内恒为零电平。

图3给出了正弦调制波v_ref落在区域V(0.5-1)的调制原理。

1)主功率单元驱动逻辑信号的获取

在正半周期，左桥臂作为方向臂，开关管Q₂₁、Q₃₁、Q₄₁恒开通，其驱动逻辑信号均为D；右桥臂作为斩波臂，开关管Q₂₄、Q₃₄、Q₄₄的驱动信号由调制波v_m与三个主三角载波v_ca、v_cb、v_cc比较获得，即：

为使各单元左右桥臂开关频率均衡，在负半周期，右桥臂作为方向臂，开关管Q₂₃、Q₃₃、Q₄₃恒开通，其驱动逻辑信号均为左桥臂作为斩波臂，开关管Q₂₂、Q₃₂、Q₄₂的驱动信号由调制波v_m与三个主三角载波v_ca、v_cb、v_cc比较获得，即：

正、负半周期内三个主功率单元开关管的驱动逻辑信号如表1所示。

表1 主功率单元开关管的驱动逻辑信号

结合表1，将正、负半周期内的驱动逻辑信号组合在一起，可以得到三个主功率单元的开关管在一个整周期内的驱动逻辑信号：

2)辅助单元开关管驱动逻辑信号的获取

在区域V(0-1)，三角载波组(v_ca，v_cb，v_cc，v_cr1)将调制波划分为若干个三角形或菱形区域，每个区域可以以一个四位的二进制数据命名，若调制波大于相应的载波，对应位置的数值取1，否则，对应位置的数值取0。例如，(0000)表示调制波均小于四个载波的区域；(0100)表示调制波小于载波v_ca、v_cc和v_cr1，且大于载波v_cb的区域。

结合图4可以看出，三个主三角载波v_ca，v_cb，v_cc将区域V(0-1)划分为两大部分：一部分为(000x)区域，这部分区域中，三个主功率单元输出电压和恒为0；另一部分为(100x)∪(010x)∪(001x)区域，这部分区域中，三个主功率单元输出电压和恒为E。其中，x为调制波v_m与载波v_cr1的比较结果，其取值为1或0。

(1)(000x)区域：

若x＝0(v_m＜v_cr1)，此时逆变器的期望输出为0电平，而三个主功率单元输出电压和为0电平，因此，辅助单元需输出0电平；

若x＝1(v_m＞v_cr1)，此时逆变器的期望输出为电平0.5E，而三个主功率单元输出电压和为0电平，因此，辅助单元需输出电平0.5E。

(2)(100x)∪(010x)∪(001x)区域：

若x＝0(v_m＜v_cr1)，此时逆变器的期望输出为电平0.5E，而三个主功率单元输出电压和为电平E，因此，辅助单元需输出电平-0.5E；

若x＝1(v_m＞v_cr1)，此时逆变器的期望输出为电平E，而三个主功率单元输出电压和为电平E，因此，辅助单元需输出0电平。

综上，辅助单元在不同的区域中分别输出电平0、0.5E或者-0.5E。图5给出了这些区域的分布情况。其中，输出电平0.5E的区域为(0001)，其统一表达式为输出电平-0.5E的区域为(1000)∪(0100)∪(0010)，其统一表达式为在其余区域辅助单元则输出0电平。因此，在区域V(0-1)中，辅助单元的驱动逻辑表达式可以表示为：

同理，在区域V(1-2)中，辅助单元输出电平0.5E的区域为(0011)∪(1001)∪(0101)，其统一表达式为输出电平-0.5E的区域为(0110)∪(1010)∪(1100)，其统一表达式为在其余区域辅助单元则输出0电平。因此，在区域V(1-2)中，辅助单元的驱动逻辑表达式可以表示为：

在区域V(2-3)中，辅助单元输出电平0.5E的区域为(0111)∪(1011)∪(1101)，其统一表达式为输出电平-0.5E的区域为(1110)，其统一表达式为在其余区域辅助单元则输出0电平。因此，在区域V(2-3)中，辅助单元的驱动逻辑表达式可以表示为：

将以上三个区域中辅助单元的驱动逻辑表达式进行组合，可以得到辅助单元在正半周期内开关管的驱动逻辑表达式为：

同理，在负半周期时，另外两个开关管的驱动逻辑有同样的规律：

将正、负半周期的驱动逻辑信号组合起来，可得在整个周期内，辅助单元的驱动逻辑表达式为：

图6即为上述改进型载波移相调制原理的电路实现示意图，它由逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分构成。其中，逻辑脉冲发生电路由正弦调制波(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、主三角载波(v_ca、v_cb、v_cc)、辅三角载波(v_cr1、v_cr2、v_cr3)和七个比较器(T₁～T₇)组成，其功能是通过调制波和载波以及零电压的比较产生六个逻辑脉冲信号A、B、C、R₁、R₂、R₃和一个极性脉冲信号D。驱动逻辑运算电路由20个非门(X₁～X₂₀)、19个双输入与门(Y₁～Y₁₉)、2个三输入与门(Y₂₀～Y₂₁)、5个双输入或门(Z₁～Z₅)和6个三输入或门(Z₆～Z₁₁)组成，其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：

在逻辑脉冲发生电路中：正弦调制波v_ref接绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出信号为调制波v_m，调制波v_m分别接入比较器T₁～T₃、T₅～T₇的正相输入端，主三角载波v_ca接比较器T₁的反相输入端，主三角载波v_cb接比较器T₂的反相输入端，主三角载波v_cc接比较器T₃的反相输入端，辅三角载波v_cr1接比较器T₅的反相输入端，辅三角载波v_cr2接比较器T₆的反相输入端，辅三角载波v_cr3接比较器T₇的反相输入端，正弦调制波v_ref接比较器T₄的正相输入端，比较器T₄的反相输入端接零参考电位。

在驱动逻辑运算电路中：比较器T₁输出端经非门X₁后和比较器T₄的输出端接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号，或门Z₁的输出端接非门X₄后的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号；比较器T₁的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₁的两个输入端，与门Y₁的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，与门Y₁的输出端接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号；比较器T₂输出端经非门X₂后和比较器T₄的输出端接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出信号作为开关管Q₃₁的驱动信号，或门Z₂的输出端接非门X₅后的输出信号作为开关管Q₃₂的驱动信号；比较器T₂的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出信号作为开关管Q₃₄的驱动信号，与门Y₂的输出端接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₃₃的驱动信号；比较器T₃输出端经非门X₃后和比较器T₄的输出端接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出信号作为开关管Q₄₁的驱动信号，或门Z₃的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₄₂的驱动信号；比较器T₃的输出端和比较器T₄的输出端接与门Y₃的两个输入端，与门Y₃的输出信号作为开关管Q₄₄的驱动信号，与门Y₃的输出端接非门X₉后的输出信号作为开关管Q₄₃的驱动信号；比较器T₁～T₃、T₅～T₇的输出端接辅助信号运算模块，辅助信号运算模块的输出为信号L₁和L₂，信号L₁接非门X₁₁，比较器T₄的输出端接非门X₁₀，非门X₁₁的输出端和非门X₁₀的输出端接与门Y₄的两个输入端，信号L₁和比较器T₄的输出端接与门Y₆的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₆的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₁₁的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₁₃后的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号；信号L₂接非门X₁₂，比较器T₄的输出端接非门X₁₀，非门X₁₂的输出端和非门X₁₀的输出端接与门Y₅的两个输入端，信号L₂和比较器T₄的输出端接与门Y₇的两个输入端，与门Y₅的输出端和与门Y₇的输出端接或门Z₅的两个输入端，或门Z₅的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号，或门Z₅的输出端接非门X₁₄后的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号。

在辅助信号运算模块中：比较器T₁的输出端接非门X₁₅的输入端，比较器T₂的输出端接非门X₁₆的输入端，比较器T₃的输出端接非门X₁₇的输入端，非门X₁₅的输出端、非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接与门Y₂₀的三个输入端，非门X₁₅的输出端和非门X₁₆的输出端接与门Y₈的两个输入端，非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接与门Y₉的两个输入端，非门X₁₇的输出端和非门X₁₅的输出端接与门Y₁₀的两个输入端，非门X₁₅的输出端、非门X₁₆的输出端和非门X₁₇的输出端接或门Z₆的三个输入端，与门Y₈的输出端、与门Y₉的输出端和与门Y₁₀的输出端接或门Z₈的三个输入端，与门Y₂₀的输出端和比较器T₅的输出端接与门Y₁₄的两个输入端，或门Z₈的输出端和比较器T₆的输出端接与门Y₁₅的两个输入端，或门Z₆的输出端和比较器T₇的输出端接与门Y₁₆的两个输入端，与门Y₁₄的输出端、与门Y₁₅的输出端和与门Y₁₆的输出端接或门Z₁₀的三个输入端，或门Z₁₀的输出信号为信号L₁；比较器T₁的输出端、比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接与门Y₂₁的三个输入端，比较器T₁的输出端和比较器T₂的输出端接与门Y₁₁的两个输入端，比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接与门Y₁₂的两个输入端，比较器T₃的输出端和比较器T₁的输出端接与门Y₁₃的两个输入端，比较器T₁的输出端、比较器T₂的输出端和比较器T₃的输出端接或门Z₇的三个输入端，与门Y₁₁的输出端、与门Y₁₂的输出端和与门Y₁₃的输出端接或门Z₉的三个输入端，比较器T₇的输出端经非门X₂₀后和与门Y₂₁的输出端接与门Y₁₇的两个输入端，比较器T₆的输出端经非门X₁₉后和或门Z₉的输出端接与门Y₁₈的两个输入端，比较器T₅的输出端经非门X₁₈后和或门Z₇的输出端接与门Y₁₉的两个输入端，与门Y₁₇的输出端、与门Y₁₈的输出端和与门Y₁₉的输出端接或门Z₁₁的三个输入端，或门Z₁₁的输出信号为信号L₂。

图7是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出电压、主功率单元的总输出电压以及级联逆变器的总输出电压波形。可以看出，加入辅助单元后，逆变器输出电平数由原来的7电平变为13电平。

图8是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器主功率单元总输出电压波形的频谱分析，图9是加入辅助单元后混合级联H桥逆变器总输出电压波形的频谱分析。可以看出，加入辅助单元后，本发明的调制方法使输出电压实现了倍频，其高频谐波向更高频率处发生了推移。

图10是应用本发明所提的改进型载波移相调制方法后，混合级联H桥逆变器级联单元输出功率和级联逆变器的输出功率波形。其中，三个主功率单元输出的有功功率分别为P_o2＝646W、P_o3＝646W、P_o4＝646W，逆变器总输出有功功率为P_o＝1938W。可以看出，主功率单元输出的有功功率平均分配，且其输出有功功率之和等于逆变器总输出有功功率，辅助单元只补偿了高频谐波无功，不参与有功能量的传递。