中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，尤其属于多电平电力电子变流器的控制技术领域，具体涉及中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路。

背景技术

随着环境问题的日渐加剧，传统的发电方式越来越不能满足人们对于环保的需求。新能源发电在当前的发电模式中占据了一定的席位，逆变器作为新能源发电与电网之间的连接枢纽，在新能源发电中扮演了重要的角色。三电平逆变器因其输出电平多，输出电流谐波小，开关器件少等优点成为了人们的研究热点。

一种中点钳位型三电平逆变器，其拓扑如图1所示。在采用传统SPWM调制时，开关管上存在较大的开关损耗，当开关频率提升时将严重影响变换器的功率变换效率。针对上述问题，文献“D.Zhang，J.He，and D.Pan.A megawatt-scale medium-voltage high-efficiency high power density‘SiC+Si’hybrid three-level ANPC inverter forAircraft hybrid-electric propulsion systems.IEEE Transactions on IndustrialApplication.2019，55(6)”提出一种基于碳化硅(SiC)器件和硅(Si)器件混用的中点钳位型三电平逆变器调制策略。该调制策略降低了变换器的通态损耗并提升了效率。但是，这种控制策略没有对开关损耗进行优化，当为了提升功率密度而提升开关频率时，开关损耗将急剧上升，变换器的功率变换效率仍然较低。

当变换器电感电流处于临界导通模式(CRM)时，使电感电流上升的开关管可在下一个周期开通时实现ZVS或谷底电压开通(VS)，明显降低开关损耗。基于该思想，授权公布号为“CN 106100412”和申请公布号为“CN 106877724”的中国发明专利，分别给出了基于临界导通模式(CRM)的全桥变换器的软开关控制策略。但是，上述控制策略需要对电感电流进行高精度的检测，以实现和上包络线和下包络线的精准比较，如图2所示；同时，由于电感反向电流为固定值，未能较好处理变换器在电感电流反向时引入的额外损耗，故以上控制策略对变换器的功率变换效率提升不明显。为了解决上述问题，文献“Z.Liu，B.Li，F.C.Leeand Q.Li.High-Efficiency High-Density Critical Mode Rectifier/Inverter forWBG-Device-Based On-Board Charger.IEEE Transactions on IndustrialElectronics.2017，64(11)”提出使开关管关断时间延长的控制策略，如图3所示，可实现全范围的开关管ZVS并将因电感电流反向而引入的损耗降至最低。但是，该控制策略需要对每个开关周期的延时时间进行精准计算，且仍需要一个精度较高的电感电流过零检测(ZCD)电路，硬件成本较高。

发明内容

为了解决上述技术问题，本发明提供了中点钳位型三电平逆变器的新型软开关控制策略，通过该新型控制策略，不需精确采样电感电流即可控制变换器工作于临界导通模式，通过检测和输出滤波电感串联的小耦合电感副边的电压即可实现对每个开关周期延时时间的自适应调整，进而实现每个开关周期内开关管的ZVS，避免了高精度的电流检测器和复杂的计算，具有低成本高收益技术优势。

为了实现上述目的，本发明的技术方案是：

如摘要附图所示，中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路，所述中点钳位型三电平逆变器包括直流电源、第一直流分压电容、第二直流分压电容、第一～第四开关管、第一二极管、第二二极管、输出滤波电感、耦合电感、输出滤波电容以及负载电阻，第一直流分压电容的一端连接直流电源的正极，第一直流分压电容的另一端连接第二直流分压电容的一端，第二直流分压电容的另一端连接直流电源的负极，第一开关管的源极连接第二开关管的漏极，第二开关管的源极连接第三开关管的漏极、第三开关管的源极连接第四开关管的漏极，第一开关管与第二开关管的公共端连接第一二极管的阴极，第三开关管与第四开关管的公共端连接第二二极管的阳极，第一二极管的阳极连接第二二极管的阴极，第一二极管与第二二极管的公共端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，第二开关管与第三开关管的公共端经输出滤波电感连接到输出滤波电容的一端，输出滤波电容的另一端连接第一直流分压电容与第二直流分压电容的公共端，负载电阻与输出滤波电容并联；

NPC逆变器的控制电路部分包括零电压开通检测电路和软开关控制电路；

所述零电压开通检测电路，包括耦合电感、第三～第六二极管、第三电容器、第二电阻器、第三电阻器和第一比较器；

第三二极管的阳极连接第四二极管的阴极，第三二极管的阴极连接第五二极管的阴极，第五二极管的阳极连接第六二极管的阴极，第六二极管的阳极连接第四二极管的阴极，耦合电感副边同名端同第三电容器串联后连接第三二极管与第四二极管的公共端，耦合电感副边另一端连接第五二极管与第六二极管的公共端；第二电阻器和第三电阻器串联后，一端连接第三二极管与第五二极管的公共端，另一端连接第四二极管的与第六二极管的公共端；第一比较器的正输入端连接第二电阻器与第三电阻器的公共端，第一比较器负输入端接地；第一比较器的输出端与第二比例器和第一反相器的输入端连接；

所述软开关控制电路包括第一电压传感器、第二电压传感器、第二比较器、第一～第三加法器、第一～第四减法器、第一～第四乘法器、第一除法器、第二除法器、电流调节器、电压调节器、第一～第三比例器、第一反相器、第二反相器、选通器以及第一～第四驱动电路；

第二电压传感器采样逆变电路输出端的交流电压，并分别于与锁相器的输入端、第四减法器的负输入端、第二比较器的正输入端、第二减法器的负输入端和第一除法器的除数输入端连接；第四减法器的正输入端与交流参考电压有效值连接，第四减法器的输出端与电压调节器的输入端连接；经电压调节器运算后得到电压调整量并与第四乘法器的一个输入端连接，第四乘法器的另一输入端为开关周期的最小值(T

第二比较器的正输入端与电压传感器输出端连接，第二比较器的负输入端接地，第二比较器的输出端与第二驱动电路连接，得到第二开关管驱动信号(u

进一步地，对于选通器，根据当前第二比较器地输出逻辑值将相应地输入信号送给第一驱动电路或第四驱动电路，具体过程如下：

当第二比较器的输出为1时，将第二除法器的输出送至第一驱动电路并同时将0送至第四驱动电路；当第二比较器的输出为0时，将第二除法器的输出送至第四驱动电路并同时将0送至第一驱动电路。

进一步地，对于第一比例器，根据根据第二电压传感器的输出值将自身的比例系数设置为不同的值，具体过程如下：

当第二电压传感器的值在0至160之间，则第一比例器的比例系数为0.125；当第二电压传感器的值在160至320之间，则第一比例器的比例系数为0.25。

进一步地，第二比例器和第三比例器的比例系数均为开关周期的最小值(T

进一步地，当三电平逆变器的输出电压(V

当三电平逆变器的输出电压(V

采用上述技术方案带来的有益效果：

(1)本发明使NPC逆变器工作在临界导通模式，并自适应地调节每个开关周期内的关断时间延时，实现全范围的零电压开通，相比于传统SPWM调制降低了开关损耗，并提高了该三电平逆变器的变换效率；

(2)本发明中临界导通模式的实现不需要高精度的电流检测器，降低了硬件成本，控制逻辑简单，易于编程实现；

(3)本发明可使逆变器在高开关频率下仍具有较高的效率，有利于逆变器设备的高功率密度化。

附图说明

图1为本发明三电平逆变器的拓扑；

图2为专利“CN 106100412”提出的临界导通模式调制策略；

图3为论文“Z.Liu，B.Li，F.C.Lee and Q.Li.High-Efficiency High-DensityCritical Mode Rectifier/Inverter for WBG-Device-Based On-Board Charger.IEEETransactions on Industrial Electronics.2017，64(11)”提出的软开关控制策略；

图4为本发明中点钳位型三电平逆变器的软开关控制策略的实施；

图5为本发明中点钳位型三电平逆变器的软开关控制策略实施流程图；

图6为本发明三电平逆变器的工作模态；

图7为本发明三电平逆变器软开关控制的仿真波形。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

本发明涉及的中点钳位型三电平逆变器的软开关控制电路，如图4所示。该中点钳位型三电平逆变器包括直流电源V

对于零电压开通检测电路，第三二极管的阳极连接第四二极管的阴极，第三二极管的阴极连接第五二极管的阴极，第五二极管的阳极连接第六二极管的阴极，第六二极管的阳极连接第四二极管的阴极，耦合电感副边同名端同第三电容器串联后连接第三二极管与第四二极管的公共端，耦合电感副边另一端连接第五二极管与第六二极管的公共端；第二电阻器和第三电阻器串联后，一端连接第三二极管与第五二极管的公共端，另一端连接第四二极管的与第六二极管的公共端；第一比较器的正输入端连接第二电阻器与第三电阻器的公共端，第一比较器负输入端接地；第一比较器的输出端与第二比例器和第一反相器的输入端连接。

对于软开关控制电路，第二电压传感器采样逆变电路输出端的交流电压，并分别于与锁相器的输入端、第四减法器的负输入端、第二比较器的正输入端、第二减法器的负输入端和第一除法器的除数输入端连接；第四减法器的正输入端与交流参考电压有效值连接，第四减法器的输出端与电压调节器的输入端连接；经电压调节器运算后得到电压调整量并与第四乘法器的一个输入端连接，第四乘法器的另一输入端为开关周期的最小值(T

第二比较器的正输入端与电压传感器输出端连接，第二比较器的负输入端接地，第二比较器的输出端与第二驱动电路连接，得到第二开关管驱动信号(u

在本实施例中，采用如下优选技术方案：

当第二比较器的输出为1时，将第二除法器的输出送至第一驱动电路并同时将0送至第四驱动电路；当第二比较器的输出为0时，将第二除法器的输出送至第四驱动电路并同时将0送至第一驱动电路。

当第二电压传感器的值在0至160之间，则第一比例器的比例系数为0.125；当第二电压传感器的值在160至320之间，则第一比例器的比例系数为0.25。

第二比例器和第三比例器的比例系数均为开关周期的最小值(T

当三电平逆变器的输出电压(V

当三电平逆变器的输出电压(V

图5所示为本发明的控制流程图。第二电压传感器采样逆变电路输出端的交流电压，电流传感器采样逆变器的输出电流或电感电流，分别于电压调节器和电流调节器中计算出电压调整量和电流调整量。将电流调整量乘以预设开关周期的最大值，再将电压调整量乘以预设开关周期的最小值，最后将二者相加得到下一开关周期的开关管导通时间。根据计算出的导通时间和第一电压传感器采样的直流侧电压，依据电感伏秒平衡原理计算得到下一开关周期的开关管关断时间。第一比较器的正输入端为开关管ZVS检测信号，具体如下：

当上一周期开关管实现ZVS开通时，耦合电感副边电压无瞬时突变，电压下降斜率较小，此时第一比较器的正输入端为一低电平信号，因此第一比较器输出端为逻辑0；反之若上一周其开关管未实现ZVS开通，则耦合电感副边电压存在瞬时突变，电压下降斜率存在突变的较大值，此时第一比较器的正输入端为一高电平信号，因此第一比较器输出端为逻辑1。计算出关断时间后检测第一比较器的输出端，若为1，则表明上一开关周期开关管未实现ZVS开通，则下一开关周期内需要将开关管的关断时间按固定步长进行延长，此步长即为第三比例器的比例系数；反之，若第一比较器的输出端为0，则表明上一开关周期开关管已实现ZVS开通，则下一开关周期内为避免引入过多损耗需要将开关管的关断时间按固定步长进行缩减，此步长即为第二比例器的比例系数。

最后，将调整后的开关管关断时间与前述计算后的开关管导通时间相加，得到下一周期开关管的开关周期时间以及对应的占空比，并由选通器将相应的输入信号送至正确的驱动电路。

当采用本发明所提出的三电平逆变器的软开关控制策略后，该逆变器在一个交流周期内的开关模态如图6所示。逆变器输出交流电压处于正半周时，当第一开关管S

逆变器输出交流电压处于负半周时，当第四开关管S

根据本发明的技术方案搭建了仿真模型，得到了在本发明所提控制策略下的仿真波形，如图7所示。第一开关管S

实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。