一种适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略

技术领域

本发明涉及开关电源控制领域，具体设计一种适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略。

背景技术

为了适应机载大功率电源变换场合，需要对拓扑层面进行功率拓展，采用矩阵变压器可以很好地解决该问题，其最大的优势是由于变压器绕组间的磁路耦合，各并联绕组之间可实现自动均流。很适合低压大电流应用。目前矩阵变压器的结构多应用于降压领域，已有的拓扑并不适合升压大功率使用场合。

目前含有矩阵变压器拓扑的控制策略均为统一控制，即矩阵变压器各并联绕组的MOS管之间的驱动信号是一致的，因此可以将多个并联绕组等效为一个绕组。

发明内容

本发明的目的是提供一种适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略，根据不同的负载大小对并联绕组的功率传输进行分配，以优化全负载范围内变换器的工作效率。

本发明的技术方案是：一种适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略，该谐振变换器主要包括两个分立的矩阵变压器T1、T2，低压侧的四个全桥电路、谐振网络和倍压整流电路；变压器T1包括绕组#1、绕组#2和绕组#3；变压器T2包括绕组#4、绕组#5和绕组#6。变压器T1和T2的原边绕组#1、#2、#4、#5并联，绕组#3和#6串联；其中绕组#1、#2、#4、#5为低压侧；绕组#3和#6为高压侧；输入Vin分为四路与变换器四个H桥相接，分别定义为H

针对所述矩阵式高升压比LLC谐振变换器的混合控制策略分为三个模式：半电压模式、半电流模式及全电压电流模式：

所述半电压模式为通过控制矩阵变压器T2的输出绕组电压为零，这种情况下仅T1向负载传输功率，实现半电压输出，待机状态下可工作于该模式，以降低系统的待机功耗；

所述半电流模式为控制变压器T1、T2的绕组#1和绕组#4工作，关闭绕组#2和绕组#3所对应H桥的驱动信号，这种情况下仅绕组#1和绕组#4向负载传输功率，实现半电流输出，空载到半载状态下可工作于该模式；

所述全电压电流模式即保证H

与现有的全电压电流模式输出控制策略相比，本发明提供的适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略具有以下优点：

1.本发明提出的半电压模式输出控制，由于拓扑中仅有一半H桥在工作，从而降低了整个系统的驱动损耗及开关损耗，导致变换器在待机模式下的功耗降低。

2.本发明提出的半电流模式输出控制，同样由于拓扑中仅有一半的H桥在工作，降低了变换器的驱动损耗及开关损耗，能够提高负载从轻载到半载范围内的工作效率。

附图说明

图1所示为实施例中控制对象矩阵式升压LLC谐振变换器拓扑示意图。

图2所示为本实施例中全电压电流模式输出控制下拓扑等效示意图。

图3所示为实施例中半电流模式输出控制下拓扑等效示意图。

图4所示为实施例中半电压模式输出控制下拓扑等效示意图。

具体实施方式

为了使本发明的宗旨和目的更加清晰明了，下面将具体结合技术要点和优点对适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略进行详细的描述。

本发明提出的混合控制策略针对矩阵式升压LLC谐振变换器拓扑，请参阅图1。所述变换器的矩阵变压器原边侧由4路全桥逆变电路构成，分别定义为H(1,1)桥、H(1,2)桥、H(2,1)桥和H(2,2)桥，其中H(1,1)桥包括第一MOS管Q1_1、第二MOS管Q1_2、第三MOS管Q1_3、第四MOS管Q1_4；H(1,2)桥包括第一MOS管Q2_1、第二MOS管Q2_2、第三MOS管Q2_3、第四MOS管Q2_4；H(2,1)桥包括第一MOS管Q3_1、第二MOS管Q3_2、第三MOS管Q3_3、第四MOS管Q3_4；H(2,2)桥包括第一MOS管Q4_1、第二MOS管Q4_2、第三MOS管Q4_3、第四MOS管Q4_4。两个分立的变压器T1和T2，分别有三个绕组，变压器T1包括绕组#1、绕组#2和绕组#3；变压器T2包括绕组#4、绕组#5和绕组#6。H(1,1)桥、H(1,2)桥、H(2,1)桥和H(2,2)桥的输入分别与四路输入电压Vin及输入滤波电容Cin连接；H(1,1)桥逆变输出接变压器T1的绕组#1，H(1,2)桥逆变输出接变压器T1的绕组#2，H(2,1)桥逆变输出接变压器T2的绕组#3，H(2,2)桥逆变输出接变压器T2的绕组#4。变压器T1和T2的原边绕组#1、#2、#4、#5并联，绕组#3和#6串联。所述变换器的矩阵变压器副边侧包含串联连接的谐振电容Cr以及谐振电感Lr，以及并联在不可控整流桥输入端的辅助电感Ls，辅助电感之后的整流桥采用全桥形式。整流桥包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4，D1与D3串联连接构成二极管半桥，D2与D4串联连接构成二极管半桥，两个二极管半桥并联连接构成整流桥，整流桥的输出接滤波电容Co和负载。

参阅图1，设置四个H桥的第一MOS管Q1_1、Q2_1、Q3_1和Q4_1的驱动电压波形相同，四个H桥的第二MOS管Q1_2、Q2_2、Q3_2和Q4_2的驱动电压波形相同，四个H桥的第三MOS管Q1_3、Q2_3、Q3_3和Q4_3的驱动波形相同，四个H桥的第四MOS管Q1_4、Q2_4、Q3_4和Q4_4的驱动电压波形相同。四个H桥的第一MOS管Q1_1、Q2_1、Q3_1、Q4_1和四个H桥的第二MOS管Q1_2、Q2_2、Q3_2、Q4_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；四个H桥的第三MOS管Q1_3、Q2_3、Q3_3、Q4_3和四个H桥的第四MOS管Q1_4、Q2_4、Q3_4、Q4_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。这种驱动方式下即可实现全电压电流模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图2所示电路。

参阅图1，设置H(1,1)桥的第一MOS管Q1_1和H(2,1)桥的第一MOS管Q3_1的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第二MOS管Q1_2和H(2,1)桥的第二MOS管Q3_2的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第三MOS管Q1_3和H(2,1)桥的第三MOS管Q3_3的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第四MOS管Q1_4和H(2,1)桥的第四MOS管Q3_4的驱动电压波形相同。H(1,1)桥的第一MOS管Q1_1和H(1,1)桥的第二MOS管Q1_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(1,1)桥的第三MOS管Q1_3和H(1,1)桥的第四MOS管Q1_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(2,1)桥的第一MOS管Q3_1和H(2,1)桥的第二MOS管Q3_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(2,1)桥的第三MOS管Q3_3和H(2,1)桥的第四MOS管Q3_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。H(1,2)桥的四个MOS管Q2_1、Q2_2、Q2_3、Q2_4和H(2,2)桥的四个MOS管Q4_1、Q4_2、Q4_3、Q4_4驱动电压为低电平。这种驱动方式下即可实现半电流模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图3所示电路。

参阅图1，设置H(1,1)桥的第一MOS管Q1_1和H(1,2)桥的第一MOS管Q2_1的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第二MOS管Q1_2和H(1,2)桥的第二MOS管Q2_2的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第三MOS管Q1_3和H(1,2)桥的第三MOS管Q2_3的驱动电压波形相同；H(1,1)桥的第四MOS管Q1_4和H(1,2)桥的第四MOS管Q2_4的驱动电压波形相同。H(1,1)桥的第一MOS管Q1_1和H(1,1)桥的第二MOS管Q1_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(1,1)桥的第三MOS管Q1_3和H(1,1)桥的第四MOS管Q1_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(1,2)桥的第一MOS管Q2_1和H(1,2)桥的第二MOS管Q2_2的驱动电压互反，存在固定的死区时间；H(1,2)桥的第三MOS管Q2_3和H(1,2)桥的第四MOS管Q2_4的驱动电压互反，存在固定的死区时间。H(2,1)桥的第一MOS管Q3_1、H(2,1)桥的第二MOS管Q3_2、H(2,2)桥的第一MOS管Q4_1和H(2,2)桥的第二MOS管Q4_2驱动电压为低电平；H(2,1)桥的第三MOS管Q3_3、H(2,1)桥的第四MOS管Q3_4、H(2,2)桥的第三MOS管Q4_3和H(2,2)桥的第四MOS管Q4_4驱动电压为高电平。这种驱动方式下即可实现半电压模式输出控制。该模式控制下拓扑可简化为图4所示电路。

参阅图2，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q1→变压器T的原边绕组→Q4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T的副边绕组→谐振电容Cr→谐振电感Lr→第一二极管D1→负载→第四二极管D4。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q2→变压器T的原边绕组→Q3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T的副边绕组→第二二极管D2→负载→第三二极管D3→谐振电感Lr→谐振电容Cr。

参阅图3，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q1_1→变压器T1的绕组#1→Q1_4，MOS管Q3_1→变压器T2的绕组#4→Q3_4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T1的绕组#3→谐振电容Cr→谐振电感Lr→第一二极管D1→负载→第四二极管D4→变压器T2绕组#6。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q1_2→变压器T1的绕组#1→Q1_3，MOS管Q3_2→变压器T2的绕组#4→Q3_3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T2的绕组#6→第二二极管D2→负载→第三二极管D3→谐振电感Lr→谐振电容Cr→变压器T1绕组#3。

参阅图4，前半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q1_1→变压器T1的绕组#1→Q1_4，MOS管Q2_1→变压器T1的绕组#2→Q2_4；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T1的绕组#3→谐振电容Cr→谐振电感Lr→第一二极管D1→负载→第四二极管D4。后半个周期矩阵变压器原边侧电流的流通路径为：MOS管Q1_2→变压器T1的绕组#1→Q1_3，MOS管Q2_2→变压器T1的绕组#2→Q2_3；矩阵变压器副边侧的电流流通路径为：变压器T1的绕组#3→第二二极管D2→负载→第三二极管D3→谐振电感Lr→谐振电容Cr。

虽然上述的描述已经对适用于矩阵式升压LLC谐振变换器的混合控制策略进行了详细的描述，但是并非就仅仅限制于上述实例。考虑到变换器的拓扑结构，还有如设置H