一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是指一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法。

背景技术

近年来，光伏、风电等新能源并网发电技术得到蓬勃发展。三相六开关双向交直流变换器也因此而得到广泛应用。然后，在高频、高压、高温、大电流的工作环境下，三相六开关双向交直流变换器极易出现开路故障，进而会影响含三相六开关双向交直流变换器的光伏、风电系统的可靠性。

目前已经有许多变换器模型预测控制方法申请了专利，比如申请号为201710154141.2，发明名称为一种双向交直流储能变换器故障容错均压控制方法，提出了一种三相六开关双向交直流变换器单相开路故障下的功率预测控制方法，并实现了直流电压平衡控制。然而，该发明方法每个控制周期仅使用一个电压矢量，导致其电流和功率纹波较大。文献[金楠,张涛,窦智峰,等.不平衡电网三相四开关变换器预测功率控制[J].电机与控制应用,2018,45(09):51-56.]提出了一种不平衡电网下三相四开关变换器的功率预测控制方法，实现了功率的灵活控制。然而，该方法也是在每个控制周期内仅使用一个电压矢量，导致电流和功率纹波较大。文献[马伟杰，章宝歌.基于电容电压平衡的三相四开关整流器FCS-MPPC策略[J].兰州交通大学学报，2018，37(6)：55-61]提出了一种三相四开关整流器的功率预测控制方法，并实现了直流电容电压平衡控制，但该方法仍然是每个周期只使用一个电压矢量，导致电流和功率的谐波较大。

发明内容

针对现有变换器模型预测控制方法存在的电流谐波较大的技术问题，本发明提出了一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法，首先将a相开路故障下的三相六开关双向交直流变换器重构为三相四开关结构，并对其进行控制，以实现故障冗余运行，然后设计了双矢量模型预测控制方法，通过每个控制周期使用两个矢量，明显降低了电流和功率的谐波，提高电能质量。

本发明的技术方案是这样实现的：

一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法，其步骤如下：

S1、定义a相开路故障时三相四开关变换器的开关状态S_a、S_b、S_c，根据开关状态S_b、S_c得到双向交直流变换器有四个电压矢量V_i(S_bS_c)，其中，i＝1,2,3,4，开关状态开关状态S_b、S_c等于0或1；

S2、根据步骤S1得到的电压矢量V_i(S_bS_c)对应的开关状态S_b、S_c以及变换器的直流侧电压U_dc计算电压矢量V_i(S_bS_c)对应的第一电压值u_αi和u_βi；

S3、采样k时刻的变换器的三相输出电流i_a、i_b、i_c，并将三相输出电流i_a、i_b、i_c变换得到静止αβ坐标系下的电流分量分别为电流i_α和电流i_β；

S4、采样k时刻的三相电网电压e_a、e_b、e_c，并将三相电网电压e_a、e_b、e_c变换得到静止αβ坐标系下的电压分量分别为电压e_α和电压e_β；

S5、根据步骤S2得到的第一电压值u_αi、u_βi，步骤S3得到的电流i_α、电流i_β和步骤S4得到的电压e_α、电压e_β预测k+1时刻的第一电流值i_αi(k+1)和i_βi(k+1)；

S6、根据步骤S5得到的第一电流值i_αi(k+1)和i_βi(k+1)计算电压矢量V_i(S_bS_c)对应的第一目标函数g_i，再根据第一目标函数g_i计算电压矢量V_i(S_bS_c)的作用时间；

S7、根据步骤S6得到的作用时间合成新的电压矢量V_p，并根据作用时间和步骤S2得到的第一电压值u_αi、u_βi计算电压矢量V_p对应的第二电压值u_αp和u_βp，其中，p＝5,6,7,8；

S8、根据步骤S7得到的第二电压值u_αp、u_βp，步骤S3得到的电流i_α、电流i_β和步骤S4得到的电压e_α、电压e_β预测k+1时刻的第二电流值i_αp(k+1)和i_βp(k+1)，并根据第二电流值i_αp(k+1)和i_βp(k+1)计算电压矢量V_p对应的第二目标函数g_p；

S9、比较步骤S8得到的第二目标函数g_p的大小，选择最小的第二目标函数g_p所对应的电压矢量V_p作为最优矢量，并在下一周期将最优矢量作为三相四开关变换器输出的电压矢量。

优选地，所述步骤S1中的双向交直流变换器的四个电压矢量V_i(S_bS_c)的获得方法为：

S_b＝1表示双向交直流变换器b相桥臂上管导通，下管关断；

S_b＝0表示双向交直流变换器b相桥臂上管关断，下管导通；

S_c＝1表示双向交直流变换器c相桥臂上管导通，下管关断；

S_c＝0表示双向交直流变换器c相桥臂上管关断，下管导通；

若S_b＝0，S_c＝0，电压矢量记为V₁(00)；

若S_b＝1，S_c＝0，电压矢量记为V₂(10)；

若S_b＝0，S_c＝1，电压矢量记为V₃(01)；

若S_b＝1，S_c＝1，电压矢量记为V₄(11)。

优选地，所述步骤S2中电压矢量V_i(S_bS_c)对应的第一电压值u_αi和u_βi的获得方法为：

其中，S_bi等于电压矢量V_i(S_bS_c)对应的S_b，S_ci等于电压矢量V_i(S_bS_c)对应的S_c。

优选地，所述步骤S3中三相输出电流i_a、i_b、i_c变换得到静止αβ坐标系下的电流i_α和电流i_β的方法为：

优选地，所述步骤S4中三相电网电压e_a、e_b、e_c变换得到静止αβ坐标系下的电压e_α和电压e_β的方法为：

优选地，所述步骤S5中的第一电流值i_αi(k+1)和i_βi(k+1)的获得方法为：

其中，T_s为采样周期，L为输出电感的电感值，R为输出电感的杂散电阻。

优选地，所述步骤S6中的第一目标函数g_i的获得方法为：

g_i＝|i_αref-i_αi(k+1)|+|i_βref-i_βi(k+1)|，

其中，i_αref和i_βref均为电流参考值；

所述步骤S6中的电压矢量的作用时间的获得方法为：

其中，m为可调因子，且m>0。

优选地，所述步骤S7中的电压矢量V_p对应的第二电压值u_αp和u_βp的获得方法为：

其中，p＝5,6,7,8，T_s为采样周期。

优选地，所述步骤S8中的第二电流值i_αp(k+1)和i_βp(k+1)的获得方法为：

优选地，所述步骤S8中的第二目标函数g_p的获得方法为：

g_p＝|i_αref-i_αp(k+1)|+|i_βref-i_βp(k+1)|。

本技术方案能产生的有益效果：本发明根据相应矢量对应的目标函数值计算两个电压矢量各自的作用时间，同时引入了一个可调因子m来自适应调整两个电压矢量的作用时间，从而能够实现低电流误差控制，并降低三相四开关双向交直流变换器输出的电流谐波。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的整体结构示意图。

图2为文献[马伟杰，章宝歌.基于电容电压平衡的三相四开关整流器FCS-MPPC策略[J].兰州交通大学学报，2018,37(6:)：55-61]的仿真结果图。

图3为本发明的仿真结果图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种a相开路故障下三相四开关变换器模型预测控制方法，首先，根据变换器的开关状态得到变换器的电压矢量及其对应的第一电压值；然后，采样k时刻变换器的三相输出电流和三相电网电压，并分别变换得到静止αβ坐标系下的电流分量和电压分量；再根据第一电压值、电流分量和电压分量预测k+1时刻的第一电流值及第一目标函数和电压矢量的作用时间；然后，根据作用时间计算新的电压矢量及其对应的第二电压值；再根据第二电压值、电流分量和电压分量预测k+1时刻的第二电流值及第二目标函数；最后，根据第二目标函数的大小选择最优电压矢量控制下一周期变换器的输出电流。具体步骤如下：

S1、定义a相开路故障时三相四开关变换器的开关状态S_a、S_b、S_c，根据开关状态S_b、S_c得到双向交直流变换器有四个电压矢量V_i(S_bS_c)，其中，i＝1,2,3,4，开关状态开关状态S_b、S_c等于0或1：

S_b＝1表示双向交直流变换器b相桥臂上管导通，下管关断；

S_b＝0表示双向交直流变换器b相桥臂上管关断，下管导通；

S_c＝1表示双向交直流变换器c相桥臂上管导通，下管关断；

S_c＝0表示双向交直流变换器c相桥臂上管关断，下管导通；

若S_b＝0，S_c＝0，电压矢量记为V₁(00)；

若S_b＝1，S_c＝0，电压矢量记为V₂(10)；

若S_b＝0，S_c＝1，电压矢量记为V₃(01)；

若S_b＝1，S_c＝1，电压矢量记为V₄(11)；

因此，a相开路故障时双向交直流变换器的四个电压矢量分别记为V₁(00)、V₂(10)、V₃(01)和V₄(11)。

S2、根据步骤S1得到的电压矢量V_i(S_bS_c)对应的开关状态S_b、S_c以及变换器的直流侧电压U_dc计算电压矢量V_i(S_bS_c)对应的第一电压值电压u_αi和电压u_βi如下式所示：

其中，S_bi等于电压矢量V_i(S_bS_c)对应的S_b，S_ci等于电压矢量V_i(S_bS_c)对应的S_c；电压u_α1和电压u_β1均为电压矢量V₁(00)对应的电压值，电压u_α2和电压u_β2均为电压矢量V₂(10)对应的电压值，电压u_α3和电压u_β3均为电压矢量V₃(01)对应的电压值，电压u_α4和电压u_β4均为电压矢量V₄(11)对应的电压值。

S3、采样k时刻的变换器的三相输出电流i_a、i_b、i_c，并根据下式将三相输出电流i_a、i_b、i_c变换得到静止αβ坐标系下的电流分量分别为电流i_α和电流i_β：

S4、采样k时刻的三相电网电压e_a、e_b、e_c，并根据下式将三相电网电压e_a、e_b、e_c变换得到静止αβ坐标系下的电压分量分别为电压e_α和电压e_β：

S5、根据步骤S2得到的第一电压值u_αi、u_βi，步骤S3得到的电流i_α、电流i_β和步骤S4得到的电压e_α、电压e_β预测k+1时刻的第一电流值i_αi(k+1)和i_βi(k+1)，如下式所示：

其中，T_s为采样周期，L为输出电感的电感值，R为输出电感的杂散电阻。

S6、根据步骤S5得到的第一电流值i_αi(k+1)和i_βi(k+1)计算电压矢量对应的第一目标函数g_i如下式所示：

gi＝|i_αref-i_αi(k+1)|+|i_βref-i_βi(k+1)|，

其中，i_αref和i_βref均为电流参考值。

再根据第一目标函数g_i计算电压矢量的作用时间，如下式所示：

其中，T_s为采样周期，m为可调因子，且m>0。

S7、根据步骤S6得到的作用时间合成新的电压矢量V_p，并根据作用时间和步骤S2得到的第一电压值u_αi、u_βi计算电压矢量V_p对应的第二电压值u_αp和u_βp，其中，p＝5,6,7,8，如下式所示：

其中，T_s为采样周期。

S8、根据步骤S7得到的第二电压值u_αp、u_βp，步骤S3得到的电流i_α、电流i_β和步骤S4得到的电压e_α、电压e_β预测k+1时刻的第二电流值i_αp(k+1)和i_βp(k+1)，如下式所示：

再根据第二电流值i_αp(k+1)和i_βp(k+1)计算电压矢量V_p对应的第二目标函数g_p，如下式所示：

g_p＝|i_αref-i_αp(k+1)|+|i_βref-i_βp(k+1)|，

其中，T_s为采样周期，i_αref和i_βref均为电流参考值。

S9、比较步骤S8得到的第二目标函数g_p的大小，选择最小的第二目标函数g_p所对应的电压矢量V_p作为最优矢量，并在下一周期将最优矢量作为三相四开关变换器输出的电压矢量。

为了验证本发明的有效性，进行了仿真验证。仿真采用并网逆变器的直流侧电压U_dc为600V，逆变器侧输出电感L为20mH，阻尼电阻R为0.05Ω，网侧线电压e为70V，电网频率f为50Hz，采样频率为f_s为10kHz，设定的电流参考值为10A，选择可调因子m＝1。为了验证本发明的有效性，与文献[马伟杰，章宝歌.基于电容电压平衡的三相四开关整流器FCS-MPPC策略[J].兰州交通大学学报，2018，37(6)：55-61]所提方案进行了对比研究。其中，图2给出了文献[马伟杰，章宝歌.基于电容电压平衡的三相四开关整流器FCS-MPPC策略[J].兰州交通大学学报，2018，37(6)：55-61]所提方案的电网阻抗辨识仿真结果，图3则给出了本发明所提方案的仿真结果。如图2和图3所示，文献[马伟杰，章宝歌.基于电容电压平衡的三相四开关整流器FCS-MPPC策略[J].兰州交通大学学报，2018，37(6)：55-61]所提方案，由于每个周期只使用一个电压矢量，导致电流和功率的谐波较大，也即a相电流的THD(谐波失真)较高；而本发明由于设计了双矢量模型预测控制方法，通过每个控制周期使用两个矢量，能够实现低电流误差控制，并降低三相四开关双向交直流变换器输出的电流谐波，也即a相电流的THD(谐波失真)降低。同时，本发明通过调节可调因子m，还可以进一步优化电流控制效果。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。