用于切换目的的数字切换信号序列、用于在数字音频信息信号中包括所述数字切换信号序列的装置、以及用于接收被提供有切换信号序列的信息信号的装置

背景技术

本发明涉及用于切换目的的数字切换信号序列、用于在数字信息信号中包括切换信号序列的装置以及用于接收被提供有切换信号序列的信息信号的装置。第一种应用情况是在共享夜间节目的开始或结束处遥控广播服务的改变的能力。交叉淡化是跟随在节目内容之后的，然而这要由正在广播的站固定。由于目前不能确切检测到音频和切换信号的不同信号传播时间，因此以这种方式进行精确交叉淡化或切换是不可能的。

本发明意在提出与被采用直到现在的切换信号相比包括更好性质且更精确地确定切换时间点的切换信号。

根据本发明的切换信号序列根据权利要求1而表征。切换信号序列的优选实施例被包含在权利要求2和3中。

用于在数字信息信号中包括切换信号序列的装置根据权利要求4而表征。该装置的优选实施例被包含在权利要求5到9中。

用于接收被提供有数字切换信号序列的信息信号的装置根据权利要求10而表征。该装置的优选实施例被包含在权利要求11到13中。

根据本发明提出，采用预定长度的数字化高通滤波白噪声信号作为切换信号序列。通过该噪声信号的高通截止频率位于高于其中人类听觉的静默时响度阈值特性具有其最高敏感度的频率，该切换信号序列甚至在不存在信息信号的情况下也是完全听不见的。在与信息信号同时的传输中，通过对应地提高切换信号序列的电平来利用其掩蔽效应，以使得充当对于信令的干扰信号的信息信号不会变得相对而言过强。

附图说明

将进一步参考附图描述来图示本发明。在附图中：

图1示出用于在数字信息信号中包括切换信号序列的装置的实施例，

图2示出用于接收被提供有根据依照图1的装置生成的数字切换信号序列的信息信号的装置的实施例，

图3示出其中接收器能够从音频信号中移除切换信号序列的第二实施例，

图4示意性地示出根据本发明的数字切换信号序列的第一实施例，

图5示出作为在接收器的检测器电路中存储的数字切换信号序列的版本和信息信号之间的互相关的结果的互相关函数，

图6示意性地示出具有根据本发明的数字切换信号序列的第二实施例，

图7示意性地示出具有根据本发明的数字切换信号序列的第三实施例，

图8示出具有另一个检测器电路的实施例，

图9示出接收器的另一个实施例，以及

图10示出具有静默时响度阈值特性和掩蔽阈值的频率图。

具体实施方式

采用时间长度T的高通滤波白噪声信号作为数字切换信号序列。该由此确定的数字信号模式被“隐藏”在信息信号中。如已经从源编码已知的那样，较低频比例部分的益处在数字通信方面与当利用人类听力的掩蔽效应时的努力相比低太多。所示出的是，切换信号序列的幅度到信息信号的电平特性的简单适配足以避免可听见的噪声分量并同时维持足够的信号强度以检测切换信号序列。

图10示出具有人类听力的静默时响度阈值特性的频率图，线条用附图标记1001指示。该曲线大约在3.5kHz处具有最小值1005。高通滤波白噪声信号的（较低）截止频率高于所述3.5kHz。

在一个实施例中，截止频率在4和10kHz之间的频率范围内。为了在检测中可能获得更好的结果，提出优选地将截止频率选择在6和8kHz之间。此外，图10示出人类听力的可听度的阈值如何在存在的信息信号（在该情况下是三个正弦声音1002、1003和1004）的影响下改变。听力阈值在大约100Hz和8kHz之间的频率范围内增大，如曲线1008所指示。这继而对切换信号序列的幅度有影响，这意味着切换信号序列的幅度能够随信息信号幅度的增大而增大。这进一步在图10中由附图标记1006和1007图示。此处，假定切换信号序列的较低截止频率大约为5kHz。如果信息信号不存在，则等于A1的幅度（由1007指示）对切换信号序列来说是可能的，由于该幅度不超过在5kHz处的静默时响度阈值特性。如果信息信号存在，则切换信号序列的幅度能够增加直到A2，见附图标记1006。因而，阈值频率不应该降到低于4kHz，由于否则的话静默时响度阈值特性的性质不被最优地利用。然后，必须依赖于传输路径的掩蔽阈值或动态预留（静默时响度阈值特性下面的“地方”）。

借助于存储在接收器中的切换信号序列的信号模式，要针对该模式的出现而检查传入的连续信息信号。一旦发现该模式，控制信号就要被发射。

为了该模式的检测，与存储在接收器处的数字切换信号序列的模式函数一起形成传入信号的所谓的互相关函数。为此，传入信号的电平优选地被先前被拉平，以使得在合并中必要的切换信号序列的电平适配大部分被撤销。否则，具有噪声最大的分量的信号比例部分将主导并使得检测低效。

高通滤波优选地必须不包括任何高上升率以便不影响互相关函数的峰值。对于在具有陡峭上升率的滤波器中，波纹（“滤波器振铃（ringing）”）对最大值的清晰检测有不利影响。

图1示出用于在数字信息信号中包括切换信号序列的装置的第一实施例。该信息信号由信息信号源101在装置的输入100处提供。输入100耦合于组合电路105的输入以及包络检测器102的输入。包络检测器102的输出信号激活电平控制电路103。该装置被提供有切换信号序列生成器104，切换信号序列生成器104将切换信号序列供应到电平控制电路105的输入。在触发时刻107所确定的时刻处将响应于包络检测器102的输出信号而使其电平放大的输出信号提供到组合电路105。当然，触发时刻被选择以使得当切换信号序列在该时刻处被引入到信息信号中时，其在当其在接收器中被检测到时的恰当时刻处发起切换功能。然后在输出110处提供被提供有切换信号序列的信息信号以传输到接收器。

监督电路106被提供并配备有用于检测被包含在信息信号中的切换信号序列的检测装置106。

电平控制电路103响应于控制电路102的控制信号而将切换信号序列的幅度放大，以使得随着信息信号的包络变得更大，切换信号序列的幅度相应地增加。组合电路105可以被设计成使得其将切换信号序列和信息信号的连续数字信号值相加。

图2示出用于经由输入201接收由根据图1的装置生成且被提供有切换信号序列的信息信号200的接收器。输入201耦合到限制器202的输入以及切换器206的第一输入。经由输入207在切换器206处提供第二信息信号。限制器202的输出耦合到互相关检测器204的输入。在互相关检测器204的另一个输入处提供存储在装置中的切换信号序列的固定模式203。检测器204的输出耦合到阈值电路205的输入。阈值电路205的输出耦合在切换器206的控制输入处。切换器206的输出耦合到接收器的输出208。在第一情形下，切换器206被设置成使得在输出208处传递在输入201处提供的信息信号。

限制器202所要留意的是，输入信号200在幅度上被拉平，以使得处于信息信号中且因此处于切换信号序列中的有噪声和安静的通道以恒定电平被传递到互相关电路204。在该电路中，互相关发生在第一输入处提供的受限信息信号和第二输入处提供的切换信号序列的固定模式之间。图5示出在该模式与被包含在信息信号中的切换信号序列精确互相关的情况下互相关电路204的输出信号可能看起来像什么。X轴上的700000个样本大致对应于约14秒的播放时间。

明显的是，具有比互相关电路204的输出信号的剩余部分实质上更大的幅度的非常窄的峰值501被生成。在阈值电路205中，阈值502存在（见图5）。当该阈值被超过时，在阈值电路205的输出处生成并在切换器206处提供检测信号。响应于该检测信号，切换器206进行切换，以使得在输入207处提供的第二信息信号被传递到输出208。通过峰值充分地窄，能够实现非常精确的切换时间。

在图2的接收器的另一个实施例中，框206被不同地设计，即，被设计为用于使两个信息信号同步的同步电路。在输入200处提供的第一信息信号继而成为数字音频信号。第二信息信号例如是数字视频信号。音频信号是视频信号的部分，然而音频信号并不正确地与视频信号同步。切换信号序列被包括在第一信息信号的某位置处以使得其充当相对于对应第二信息信号的同步点。在检测到第一信息信号中的切换信号序列时，阈值电路205生成此类控制信号，由此两个信息信号在框206中被同步。

图3示出用于接收的接收器的第二实施例。经由输入301，被提供有切换信号序列且由根据图1的装置生成的信息信号301继而被传递到该装置。输入301耦合到限制器302的输入和切换器306的第一输入。在切换器306处经由输入307提供第二信息信号。限制器302的输出耦合到互相关检测器304的输入。在互相关检测器304的另一个输入处，提供存储在该装置中的切换信号序列的固定模式303。检测器304的输出耦合到阈值电路305的输入。阈值电路305的输出耦合到切换器306的控制输入。切换器306的输出耦合到接收器的输出308。该接收器关于检测切换信号序列和在两个信息信号之间切换的功能与图2的装置的功能相同。此外，图3中的装置被提供有延迟单元309，延迟单元309以一些延迟将经由输入310接收到的信息信号传递到加法电路301的输入。在反相器311中的信号反转之后，存储在该装置中的切换信号模式303也被供应到加法电路310。当然，不言而喻，反相器电路311和加法电路310的组合还可能已经被设计为减法电路。

加法电路310和反相器电路311的操作模式使得在第一信息信号中的切换信号序列的检测中，反相器电路311被控制成使得在恰当的时刻处在加法电路310处供应反转的切换信号序列，并且从而在信息信号中消除切换信号序列，以使得没有切换信号序列的信息信号能够被供应在切换器306处。延迟电路309的延迟时间因而等于检测信息信号中的切换信号序列以及在加法电路310的第二输入处提供信号模式所需要的时间。

图4实际上仅非常示意性地（而非如实地）示出长度T的切换信号序列如何被存储在图1中的存储器104中。实际上，切换信号序列是白噪声信号。对于另外的描述，白噪声信号的正确绘制将不适合于另外的描述中，提出了经修改的切换信号序列。例如，N个切换信号序列的阵列可以被包括在信息信号中，其中N≥2。例如，图6示出在根据图1的装置的另一个实施例中（N=）2个切换信号序列600和601如何由生成器104在时间上一个接一个地生成并由组合电路105包括在信息信号中。

因而，出于下述原因，检测的可靠性被提高：

假设在根据图4的切换信号序列的接收中，在由图6中箭头602所指示的时间点处生成切换控制信号。在根据图6的实施例中，分别在互相关电路204或304中，因为反转的切换信号序列601首先要被接收和检测，所以负峰值首先被生成。仅在此之后，切换信号序列600被接收并且正峰值被生成。如果从而得到负峰值，则这要被延迟时段Δt以触发切换信号；如果得到正峰值，则它立即触发切换信号。受计算限制的互相关此处被利用两次。可靠性的增加在于：冗余地（加倍地）发信号通知期望的切换操作。

例如，反转的切换信号序列在切换点之前（Δt=）5秒到来，因此，接收器能够清楚地触发切换操作。它简单地将负相关峰值延迟5秒。正峰值立即引起切换操作。利用该技巧，即反转地重复切换信号序列，在互相关电路中没有任何附加努力的情况下，通过切换信号序列的由此加倍长度（其等于切换信号序列的长度加上反转的切换信号序列的长度的总和）来使检测可靠性加倍。

在需要甚至更高检测可靠性的情况下，该方法能够被扩展。模式信号在时间上被分成例如两半，并且互相关也用两部分进行计算，并且为了检测该模式，两个比例部分被简单地相加。由于还以反转的状态单独地传输这两个部分现在是可能的（这意味着翻转180度），因此得到四种可能性（带有其两个变形0度和180度的两个信号部分表示两个数据位！）。

通过细分成M个子序列（其中M≥2），能够在切换信号序列内生成位模式。来自切换信号序列的时间分段的互相关计算几乎不比一个步骤中的计算更加复杂。持续例如5秒的切换信号序列由每个1秒持续时间的五个个体子序列形成，第一子序列自然地在切换脉冲之前4秒，第二子序列在其之前3秒等等，见图7。图7示出两个切换序列700和701，二者分别都被细分成（M=）5个子序列700.1到700.5以及701.1到701.5。在切换序列701中，序列部分701.1和701.3是反转的。

在该点处应该注意的是，例如同样在快速卷积中，如果模式信号长于用于频率变换的所选择的窗口长度的话，则实施此类分段。快速卷积是用于经由快速傅里叶变换（FFT）计算卷积以节省计算能力的算法。如果在用于实现相关信号的求和中，不仅使用正的子信号而且使用反转的变形，则在没有任何相当大附加努力的情况下获得2x2x2x2x2（即32）个相关信号，并且能够传输与所发送的子模式的极性相对应的5个位。因而，在该示例中，切换信号能够被预先传输31次，因为它们可能相区别并因此在解码器中关联于同一个切换时间。这使操作非常可靠，这是由于甚至如果在与同仅一个模式函数的相关性相比计算努力没有显著更高的情况下识别出总共32个信号模式中的仅一个，也实施切换。这进一步参考图8图示。

如果从信号路径的该点，传播时间是可能的，则信号模式能够以反转的状态而被混合到被延迟其持续时间且甚至再次以该方式被移除的节目信号。然后，还能够使用具有对不可听性的较低需求的较短模式信号。利用源编码的传输限制了消除的可能性，这是因为源编码器产生也来自模式信号的量化噪声，导致模式信号的较低“表示”且不为接收器所知，依赖于经调整的数据速率。

图8分别示出图2和3的互相关电路204和304的另一个实施例。此处，执行针对五部分合计的互相关。图8中的互相关电路包含四个延迟线801.1到801.4。在输入800处，供应了被提供有切换信号序列的信息信号。在五个延迟线801的情况下，每个线的延迟时间是T/5，T是一个切换信号序列的长度。存在五个互相关电路802.1到802.5。互相关电路802.1的输入耦合到输入800。互相关电路802.2到802.5的输入耦合到延迟电路801.1到801.4的相应输出。

互相关电路包含加法器804.1到804.16。加法器804.1具有耦合到互相关电路802.1到802.5的输出的五个输入（见图8中的二进制数00000）。加法器804.2（未描绘）具有五个输入，其中之一耦合到互相关电路802.5的反转输出803.5，并且其他四个输入耦合到互相关电路802.1到802.4的输出（二进制数00001，在图8中未示出）。加法器804.3（未描绘）具有五个输入，其中之一耦合到互相关电路802.4的反转输出803.4，并且其他四个输入耦合到互相关电路802.1到802.3和802.5的输出（二进制数00010，未示出）。加法器804.4（未描绘）具有五个输入，其中两个分别耦合到互相关电路802.4和802.5的反转输出803.4和803.5，并且其他三个输入耦合到互相关电路802.1到802.3的输出（二进制数00011，未示出）。加法器804.5（未描绘）具有五个输入，其中之一耦合到互相关电路802.3的反转输出803.3，并且其他四个输入耦合到互相关电路802.1、802.2、802.4和802.5的输出（二进制数00100，未示出）。加法器804.6具有五个输入，其中两个分别耦合到互相关电路802.3和802.5的反转输出803.3和803.5，并且其他三个输入耦合到互相关电路802.1、802.2和802.4的输出（见图8中的二进制数00101）。

加法器输入和互相关电路802.1到802.5的输出或反转输出之间的该类型的耦合进一步用加法器804.7（未描绘）到加法器804.16执行。这意味着加法器804.7的五个输入（未描绘）分别耦合于互相关电路802.1、802.2和802.5的输入以及互相关电路802.3和802.4的反转输入803.3和803.4（二进制数00110，未描绘）。此外，这意味着加法器804.16的五个输入耦合到互相关电路802.1的输入以及互相关电路802.2到802.5的反转输入803.2到803.5（见图8中的二进制数01111）。

加法器804.1到804.16的输出耦合到比较器电路805的输入。806表示加法电路804.1到804.16的各个输出信号，此处假定对应于810的切换信号序列在输入800处供应。

下面将进一步图示图8的电路的操作。图4中的如以810指示的切换信号序列在输入800处被提供，并被移位到延迟线801.1到801.4中。序列700（见图7）或810（在图8中）的子序列（在图7中以701.1到700.5指示，并且在图8中以1到5指示）在互相关电路802.1到802.5中与存储在互相关器802中的并发子序列（即，互相关器802.5中的子序列1、互相关器802.4中的子序列2、……、以及互相关器802.1中的子序列5）互相关。在加法器804.1的输出处，由此产生具有标称幅度（作为等于1或100%的示例）的正峰值。在其他加法器的输出处，生成具有低幅度和可选地负的值的峰值。作为示例，在加法器804.2（未描绘）的输出处生成具有幅度0.6（60%）的峰值，这是因为互相关电路802.5的反转输出耦合到加法器804.2的输入。在加法器804.3（未描绘）的输出处，生成具有幅度0.6（60%）的峰值，这是因为互相关电路802.4的反转输出耦合到加法器804.3的输入。在加法器804.4（未描绘）的输出处，生成具有幅度0.2（20%）的峰值，这是因为互相关电路802.5和802.4的反转输出分别耦合到加法器804.2和804.3的相应输入。这种计算加法器804.i的输出处的峰值幅度的方式被继续，直到加法器804.16（i=16）的输出处的幅度等于-0.6（-60%）为止，这是因为互相关电路802.2到802.5的反转输出耦合到加法器802.16的输入。

加法器804.1到804.16的输出处的峰值幅度在图8中用附图标记806指示。

现在假设如图6中以601指示的切换信号序列在输入800处被提供并被移位到延迟线801.1到801.4中。序列601的子序列（未在图6中声明）在互相关电路802.1到802.5中与存储在互相关器802（图9中以801指示）中的并发子序列（即，互相关器802.5中的子序列1、相关器802.4中的子序列2、……、以及互相关器802.1中的子序列5）互相关。在加法器804.1的输出处，由此生成具有标称（100%）幅度的负峰值。对于加法器804.2到804.16的所有其他输出，生成具有较低幅度的峰值，如在前述示例中那样，但具有相反的幅度。

如图7中以701指示的切换信号序列在输入800处被提供并被移位到延迟线801.1到801.4中。来自序列701（见图7）的子序列701.1到701.5在互相关电路802.1到802.5中与存储在互相关器802中的序列700（图9中810）的并发子序列（即，互相关器802.5中的子序列701.1、互相关器802.4中的子序列701.2、……、以及互相关器802.1中的子序列701.5）互相关。在加法器804.6的输出处，由此产生具有标称幅度（等于1或100%）的正峰值。在其他加法器的输出处，生成具有低幅度和可选地反转的值的峰值。

加法器804.1到804.16的输出信号在比较器电路805中被评估。比较器电路805确定在加法电路804.1到804.16的输出中的哪一个处出现具有标称幅度的峰值。如果在加法器804.1的输出处，出现具有正标称幅度的峰值，则确定检测到根据801的切换信号序列（图7中700）。如已经参考图6描述的，切换信号“直接”（见图6中601）在输出811处生成。如果在加法器804.1的输出处，出现具有负标称幅度的峰值，则确定检测到根据601（见图6）的切换信号序列。如已经参考图6描述的，现在在某个时段（见图6中的Δt）之后在输出811处生成切换信号。

最后一个示例。如果在加法器804.6的输出处，出现具有正标称幅度的峰值，则确定检测到根据701（见图7）的切换信号序列。如已经参考图6描述的，现在继而在某个（其他）时段（Δt2）之后在输出811处生成切换信号。该时段Δt2等于切换信号序列701的出现和在被包括在信息信号中的不同切换信号序列的阵列中切换序列700的出现之间的时间距离。

图9示出本发明的接收器的又一个示例，其中切换信号序列的检测此处被采用以通过遥控来改变音量压缩器或动态扩展器910的调整。图9的装置中的检测与针对图2的装置描述的检测相同。图9中以附图标记90x指示的元件与图2中对应的元件20x以相同的方式工作。音量压缩器/动态扩展器910被提供有用于接收由阈值电路905生成的控制信号的控制输入。压缩器/扩展器910的信号输入耦合到用于接收信息信号的输入901。

如果在信息信号中检测到切换信号序列，则由电路905生成控制信号。在控制信号的影响下，音量压缩器/动态扩展器910将改变压缩或扩展的程度并在输出908处提供更多或更少的压缩或扩展的信息信号。

如上面借助于图7所述，在继而能够在变化的信号序列中进行x位编码的事实下，能够看到通过变化的信号序列对根据本发明的向不同信号源的切换的增强。对于x，例如等于2，存在四个不同的编码。那些不同编码能够在互相关检测器中分别被分析，从而允许依赖于切换序列中对应的x（02）位编码而切换到四个不同源之一。