基于空时分组码的OFDM中继协作通信系统中继选择方法

技术领域

本发明涉及通信领域，更具体地，涉及一种基于Alamouti空时分组码的 OFDM中继协作通信系统中继选择方法，适应于AF、DF或AF/DF混合中继协 作方式。

背景技术

OFDM中继协作通信系统中继选择需要解决两个问题：判断什么时候采用协 作传输和选择哪个中继参与传输。为了判断什么时候采用协作传输，需要判断直 达链路是否满足传输要求，比如直达链路的信道增益；为了选择哪个中继参与传 输，需要判断每条中继链路是否达到协作的要求，比如中继链路的信道增益。

申请号为201010559788.1的专利申请“迭代增强型放大转发协作通信方法” 具体公开了一种采用迭代式的转发协作方式进行中继选择，该中继选择只适用于 AF转发方式，由于协作节点需要按时间顺序进行重复转发，因此当需要参与的 中继节点较多时需要较长的协作转发传输时间(与协作节点个数相关)；该申请的 目的节点采用最大比合并(MRC)方式进行信号合并，具有较长的处理时延。

申请号为201010595233.2的专利申请“协作节点选择方法、协作通信方法和 系统”公开的方案是根据中断概率从众多中继节点中选出最优的中继个数，以此动 态选择合适数量的中继节点；虽然有理论上的最优，但是协议二并没有针对具体 的中继系统，导致其实用性不够。

申请号为200910167636.4的专利申请“一种空时编码协作中继选择与功率分 配联合方案”，其方案只针对广义上的空时编码，并没有针对实际的空时编码实现； 而且并没有考虑具体的转发方式(如AF或DF等)。由于并没有针对具体的转发 方式和空时编码方式，导致其实用性也不够。

申请号为201110273378.5的专利申请“基于网络编码的多接入中继信道中的 单中继选择方法”，其方案针对是基于网络编码的2个源节点的多中继系统的单中 继选择。

发明内容

本发明提出一种基于Alamouti码的OFDM中继协作通信系统中继选择方法， 该中继选择方法自适应AF、DF或AF/DF混合转发方式。

本发明的技术方案为：

一种基于Alamouti码的OFDM中继协作通信系统中继选择方法，该系统属 于多中继协作无线传输系统，由源节点、中继节点和目标节点组成；每个节点配 置单个天线，均采用带循环前缀的正交频分复用CP-OFDM的多载波调制/解调方 式；帧结构包含前缀、训练序列和数据序列三个部分；是基于Alamouti码的OFDM 中继协作通信系统自适应AF、DF或AF/DF混合中继选择方法，包括以下步骤：

S1.源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传输 帧，判断直达链路是否满足传输要求，并告知源节点和中继节点是否需要协作；

S2.在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继节点 至目的节点信道；同时基于来自源节点的数据传输帧，中继节点估计出源节点至 中继节点信道，计算判决量；

在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继节点至 目的节点信道；同时基于来自源节点的数据传输帧，中继节点完成信道译码；对 于能正确译码的中继节点，计算判决量；

S3.当中继节点的判决量大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继节点则有机 会参与协作，告知目的节点；

S4.目的节点告知源节点所采取何种传输模式，并告知所有有机会参与协作的 中继节点是否在第二个阶段参与协作以及空时分组码的编码方式。

在具体中，对于AF中继选择，中继系统各节点的具体实现方式：

S11.源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传输 帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和中 继节点是否需要协作；

S12.在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继节点至 目的节点信道(表示中继节点m到目的节点d的时域 多径信道参数)；同时基于来自源节点的数据传输帧，中继节点估计出源节点至中 继节点信道(表示源节点到中继节点m的时域多径信道 参数)，计算判决量(表示中继节点m自身链路的信 道信息计算判决量，n表示子载波位置，和分别代表中继节点m到目的 节点，源节点到中继节点m的第n个子载波的频域信道增益；为噪声方差；；

S13.当中继节点的判决量大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继有机会 参与协作，并以一个比特信号告知目的节点；

S14.目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过两 个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作以及空时 分组码的编码方式。

在具体中，对于DF中继选择，中继系统各节点的具体实现方式：

S21.源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传输 帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和中 继节点是否需要协作；

S22.在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继节 点至目的节点信道(表示中继节点m到目的节点d的 时域多径信道参数)；同时基于来自源节点的数据传输帧，中继节点完成信道译码； 对于能正确译码的中继节点，计算判决量(是DF转发条件 下中继节点m自身链路的信道信息计算判决量表示中继节点m到目的节 点第n个子载波的频域信道增益，为噪声方差；)；

S23.当中继节点的判决量大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继有机会 参与协作，并以一个比特信号告知目的节点可参与协作；

S24.目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过两 个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作以及空时 分组码的编码方式。

在实际工作过程中，对于AF/DF混合中继选择，中继系统各节点的具体实现 方式：

S31.源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传输 帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和中 继节点是否需要协作；

S32.在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继节点至 目的节点信道(中继节点m到目的节点d的时域多径信道 参数)；同时基于来自源节点的数据传输帧，中继节点估计出源节点至中继节点信 道(源节点到中继节点m的时域多径信道参数)，计算AF 判决量(表示中继节点m自身链路的信道信息计算 如下判决量，n表示子载波位置，和分别代表中继节点m到目的节点， 源节点到中继节点m的第n个子载波的频域信道增益，为噪声方差；；)；而 且中继节点还完成信道译码，若能正确译码的中继节点，计算判决量 (是DF转发条件下中继节点m自身链路的信道信息计算判 决量，表示中继节点m到目的节点第n个子载波的频域信道增益，为噪声 方差；)；

S33.当中继节点的判决量或大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继 节点有机会参与协作，并告知目的节点可参与协作，以及AF判决量和DF判决 量；

S34.目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过两 个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作，采取协 作方式DF或AF以及空时分组码的编码方式。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：本发明是针对基于Alamouti编码的 OFDM多中继系统的中继选择协议；中继选择协议为Alamouti编码实现而服务， 具有较高的实用性；适用于DF中继、AF中继或者DF/AF混合中继方式；尤其 DF/AF混合中继方式在提高了协作传输的可靠性同时，增加了中继选择的成功率； 可在直接传输模式和协作传输模式之间切换；在一定程度上提高了传输效率，降 低了中继节点的能耗。

与申请号为201010559788.1的专利申请“迭代增强型放大转发协作通信方法” 相比，本发明是基于Alamouti编码的中继选择方式，只需要从众多中继节点中选 择一个或两个中继节点参与协作，而且只需要一个时隙进行转发(两个中继节点 可同时转发)，缩短了协作转发传输时间。且本发明通过发送端或中继节点端进行 分布式Alamouti编码，目的节点只需进行简单的译码工作。

与申请号为201010595233.2的专利申请“协作节点选择方法、协作通信方法 和系统”及申请号为200910167636.4的专利申请“一种空时编码协作中继选择与 功率分配联合方案”相比，本发明从实现的层面上为基于Alamouti空时编码的 AF/DF多中继系统提出的中继选择方案，既考虑DF或AF等不同转发方式的中 继选择方案，同时也提出联合转发方式和Alamouti空时编码的DF/AF混合方式。

与申请号为201110273378.5的专利申请“基于网络编码的多接入中继信道中 的单中继选择方法”相比，本发明针对的是单个源节点的多中继系统的基于 Alamouti编码的中继选择，中继选择的目的为Alamouti编码实现而作，且可在直 接链路传输、单中继协作传输和双中继协作传输模式之间进行切换，同时还考虑 AF和DF两个不同的转发方式。

附图说明

图1为本发明OFDM中继协作通信系统的节点分布示意图。

图2为本发明OFDM中继协作通信系统的系统帧结构示意图。

图3为直达链路和单中继协作传输模式示意图。

图4为双中继协作传输模式示意图。

图5为直接链路与单中继协作传输系统结构示意图。

图6为源节点发送端基带数字处理框图。

图7为AF中继节点的基带数字处理框图。

图8为直达链路和单中继协作传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶 段一)。

图9为直达链路和单中继协作传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶 段二)。

图10为双中继协作传输系统结构示意图。

图11为AF中继节点二的基带数字处理框图。

图12为双中继传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶段一)。

图13为双中继传输模式下目的节点的基带数字处理框图(协作阶段二)。

图14为DF中继节点的基带数字处理框图。

图15为DF中继节点二的基带数字处理框图。

图16为系统采用AF或DF中继协作方式选择的过程示意图。

图17为系统采用AF和DF两种常用的中继协作方式中继选择过程示意图。

图18为多中继系统多中继选择的误比率性能比较示意图。

图19为考虑传输损耗的无直接链路AF双中继协作系统中继选择性能示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步的描述，但本发明的实施方式并不限于此。

本系统，如图1，属于多中继协作无线传输系统，由一个源节点、多个中继 节点和一个目标节点组成。每个节点配置单个天线，均采用带循环前缀的正交频 分复用(CP-OFDM)的多载波调制/解调方式。

如图2，系统帧结构包含前缀、训练序列和数据序列三个部分：前缀部分用 于帧检测和符号同步；训练序列由两部分组成，分别用于频率同步和信道估计； 数据序列，用于传输有用信息，中间可穿插导频信号，用于跟踪信道变化。

实施例1

在系统采用放大转发(Amplify and Forward，AF)中继协作方式。

其直达链路和单中继协作传输模式，如图3：当存在直达链路但直达链路无 法满足传输要求时，在第二个阶段源节点与其中一个中继节点实现分布式 Alamouti空时分组码。

双中继协作传输模式，如图4：不存在直达链路时，选择其中两个中继节点， 在中继节点接收到来自源节点的信号后，进行分布式Alamouti空时分组码。

协作通信的过程可划分为协作阶段一和协作阶段二两个过程。在协作阶段一， 源节点向目的节点和中继节点同时发送信号，属于点对多点的广播通信；在协作 阶段二，源节点和中继节点同时向目的节点发送信号，属于多点对点的通信。

1、直达链路和单中继协作传输模式，如图5，在协作阶段一，点对多点的广 播通信可分为多个独立的点对点的通信过程。对于源节点，其与目的节点和中继 节点可分别组成独立的点对点的数字通信系统，因此，源节点的发送端基带数字 处理框图与直达链路模式下的发送端基带数字处理框图一致，如图6；

在放大转发(AF)协议下，中继节点的基带数字处理过程包括接收和发送两 个环节，如图7所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同步以及 信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的判决量。 在被选中参与协作之后，中继节点对时域的数据序列先进行OFDM解调(包括去 除CP和FFT变化)，得出频域的数据序列，然后根据OFDM系统的Alamouti编 码方式完成Alamouti编码(包括信息序列和导频信号)，进行OFDM再调制(包 括IFFT变化和添加新的CP)，并与训练序列和前缀一起经过频率再补偿模块实 现与源节点发送载波频率对齐，最后送至发送成型滤波器。

在协作阶段一，如图8，中继节点接收端只接收到来自源节点的信号，其基 带数字处理过程与直达链路传输模式下的一致，信道估计模块和循环冗余校验模 块的输出用于进行中继选择。

在协作阶段二的目的节点，目的节点同时接收到来自源节点和中继节点的叠 加信号，其基带数字处理过程的目的在于进行Alamouti译码以及信道译码。如图 9所示，目的节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出源 节点至目的节点以及中继节点至目的节点的信道参数估计值，用于后续数据序列 中信息序列的Alamouti译码。对于时变信道，还需提取数据序列中的导频信号进 行Alamouti译码所需参数的跟踪估计。

2、双中继协作传输模式，如图10所示，有两条“源节点-中继节点-目的节 点”的中继链路参与协作，并无直达链路。协作通信的过程也可划分为协作阶段 一和协作阶段二两个过程。在协作阶段一，源节点向两个中继节点同时发送信号， 属于点对多点的广播通信；在协作阶段二，两个中继节点同时向目的节点发送信 号，属于多点对点的接入通信。

在协作阶段一，点对多点的广播通信可分为多个独立的点对点的通信过程。 对于源节点，其与两个中继节点分别组成独立的点对点的数字通信系统，因此， 源节点的发送端基带数字处理框图与其他模式下的发送端基带数字处理框图一 致，如图6所示：

在双中继协作传输模式下，其中一个中继节点(称为中继节点一)需要对来 自源节点的数字信号进行Alamouti编码，而另一个中继节点(称为中继节点二) 则只需要直接转发来自源节点的数字信号，并不需要进行Alamouti编码。

在放大转发(AF)协议下，中继节点一的基带数字处理过程，如图7，与直 达链路和单中继协作传输模式下的单中继节点的基带数字处理过程一致。

中继节点二的基带数字处理过程也包括接收和发送两个环节，如图11所示， 与中继节点一唯一不同的是，在被选中参与协作之后，中继节点二在对时域的数 据序列进行OFDM解调(包括去除CP和FFT变化)得出频域的数据序列后，并 没有进行Alamouti编码，而是马上进行OFDM再调制(包括IFFT变化和添加新 的CP)，并与训练序列和前缀一起经过频率再补偿模块实现与源节点发送载波频 率对齐，最后送至发送成型滤波器。

在协作阶段一，中继节点的接收端只接收到来自源节点的信号，其基带数字 处理过程与直达链路传输模式下的一致，信道估计模块和循环冗余校验模块的输 出用于进行中继选择，如图8。

在协作阶段二的目的节点，目的节点同时接收到来自两个中继节点的叠加信 号，其基带数字处理过程的目的在于进行Alamouti译码以及信道译码，其处理过 程在放大转发(AF)和解码转发(DF)协议下都一样。如图13所示，目的节点 依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出两个中继节点至目的 节点的信道参数估计值，用于后续数据序列中信息序列的Alamouti译码。对于时 变信道(包括相位变化和/或信道变化)，还需提取数据序列中的导频信号进行 Alamouti译码所需参数的跟踪估计。

基于OFDM的Alamouti空时码可以在OFDM系统每个子载波上独立完成。 在中继选择上，理论上源节点或目的节点可以在每个子载波上选择不同的中继节 点参与协作以获得最优的资源配置；然而，这需要大量的训练序列进行信道参数 的估计和大量的反馈信息用于中继选择。因此，本系统将采用的基于一个OFDM 符号的中继选择方式，被选中的中继节点将转发所有子载波上的符号。

基于Alamouti的放大转发(AF)中继选择的判决量选取

1.存在直达链路下的AF单中继选择的判决量

在存在直达链路下的AF单中继协作传输模式下，源节点至目的节点的频域 信道为H^sd，中继节点到目的节点的频域信道为H^rd，发送的频域信号为x_k，表示方差为的加性噪声

目的节点接收到的数据序列中第k和k+1个OFDM频域信号可表示为

$y_k^d=H^{\mathrm{sd}}·x_k-H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}·x_{k+1}^{*}+{\tilde{w}}_k^d$

$y_{k+1}^d=H^{\mathrm{sd}}·x_{k+1}+H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}·x_k^{*}+{\tilde{w}}_{k+1}^d$

其中$H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}=H^{\mathrm{rd}}·{\left(H^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}={[H_1^{\mathrm{rd}}{\left(H_1^{\mathrm{sr}}\right)}^{*},···,H_N^{\mathrm{rd}}{\left(H_N^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}]}^T,$${\tilde{w}}_k^d=w_k^d-H^{\mathrm{rd}}·{\left(w_{k+1}^{\mathrm{sr}}\right)}^{*},$和${\tilde{w}}_{k+1}^d=w_{k+1}^d-H^{\mathrm{rd}}·{\left(w_k^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}.$根据Alamouti译码方式，接 收信号以如下方式进行合并

${\tilde{y}}_k^d={\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·y_k^d+H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}·{\left(y_{k+1}^d\right)}^{*}$

${\tilde{y}}_{k+1}^d={\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·y_{k+1}^d+H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}·{\left(y_k^d\right)}^{*}$

由于码的正交性，在接收端进行线性合并之后，每个符号之间的相互干扰可 以完全抵消。合并后的信号可以进一步表示为

${\tilde{y}}_k^d=({\left(H^{sd}\right)}^{*}·H^{sd}+{\left(H^{s{r}^{*}d}\right)}^{*}·H^{s{r}^{*}d})·x_k+({\left(H^{sd}\right)}^{*}·{\tilde{w}}_k^d+H^{s{r}^{*}d}·{\left({\tilde{w}}_{k+1}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1}^d=({\left(H^{sd}\right)}^{*}·H^{sd}+{\left(H^{s{r}^{*}d}\right)}^{*}·H^{s{r}^{*}d})·x_{k+1}+({\left(H^{sd}\right)}^{*}·{\tilde{w}}_{k+1}^d+H^{s{r}^{*}d}·{\left({\tilde{w}}_k^d\right)}^{*})$

在第n个子载波上，合并后的频域信号分别为

${\tilde{y}}_{k,n}^d=({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2)x_{k,n}+({\left(H_n^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}{w}_{k,n}^d+H_n^{s{r}^{*}d}{\left({\tilde{w}}_{k+1,n}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1,n}^d=({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2)x_{k+1,n}+({\left(H_n^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}{w}_{k+1,n}^d+H_n^{s{r}^{*}d}{\left({\tilde{w}}_{k,n}^d\right)}^{*})$

其似然表达式分别为

$p\left({\tilde{y}}_{k,n}^d\right|x_{k,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k,n}^d-({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2)x_{k,n})}^2}{2({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}\}$$p\left({\tilde{y}}_{k+1,n}^d\right|x_{k+1,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k+1,n}^d-({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2)x_{k+1,n})}^2}{2({\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}\}$其 中${\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2={\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2).$

可以看出，第n个子载波上，合并后的频域接收信号的接收信噪比

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_1}\left(n\right)=\frac{{\left|H_n^{sd}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}^{*}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}=\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}{\left(H_n^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}$

所有子载波上的信噪比和为

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_1}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\Delta }^{{\mathrm{AF}}_1}\left(n\right)\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{1}d}{\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_1}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}\approx \underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{rd}}\right|{\left(H_n^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}$

由上式可以看出，该模式下中继选择的目标是从多个中继中选择一个并使得 对应的最大。在该模式下，取决于源节点至目的节点的信道信息；在归 一化信道能量的假设下，满足和(是远小于号，在有的电脑 上可以显示，有的不能显示)，因此

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_1}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{rd}}{\left(H_n^{\mathrm{sr}}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{\mathrm{rd}}\right|}^2)}\approx \underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2}{{\sigma }_w^2}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{{\left|H_n^{rd}\right|}^2\left|H_n^{\mathrm{sr}}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)}$

因此，为了简化中继选择流程，每个中继节点m只需基于自身链路的信道信 息计算如下判决量

${\Delta }_m^{A{F}_1}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2{\left|H_n^{{\mathrm{sr}}_m}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2)}$

2.无直达链路下的AF双中继选择的判决量

在无直达链路下的AF双中继协作传输模式下，目的节点接收到的数据序列 中第k和k+1个OFDM频域信号可表示为

$y_k^d=H^{s{r}_{2}d}·x_k-H^{s{r}_1^{*}d}·x_{k+1}^{*}+{\tilde{w}}_k^d$

$y_{k+1}^d=H^{s{r}_{2}d}·x_{k+1}-H^{s{r}_1^{*}d}·x_k^{*}+{\tilde{w}}_{k+1}^d$

其中$H^{s{r}_1^{*}d}=H^{r_{1}d}·{\left(H^{s{r}_1}\right)}^{*}={[H_1^{r_{1}d}{\left(H_1^{s{r}_1}\right)}^{*},···,H_N^{r_{1}d}{\left(H_N^{s{r}_1}\right)}^{*}]}^T,$$H^{s{r}_{2}d}=H^{r_{2}d}·H^{{\mathrm{sr}}_2}={[H_1^{r_{2}d}{H}_1^{{\mathrm{sr}}_2},···,H_N^{r_{2}d}{H}_N^{{\mathrm{sr}}_2}]}^T,{\tilde{w}}_k^d=w_k^d+H^{r_{2}d}·w_k^{{\mathrm{sr}}_2}-H^{r_{1}d}·{\left(w_{k+1}^{{\mathrm{sr}}_1}\right)}^{*},$和 根据Alamouti译码方式，接收信号以如下 方式进行合并

${\tilde{y}}_k^d={\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·y_k^d+H^{s{r}_1^{*}d}·{\left(y_{k+1}^d\right)}^{*}$

${\tilde{y}}_{k+1}^d={\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·y_{k+1}^d+H^{s{r}_1^{*}d}·{\left(y_k^d\right)}^{*}$

由于码的正交性，在接收端进行线性合并之后，每个符号之间的相互干扰可 以完全抵消。合并后的信号可以表示为

${\tilde{y}}_k^d=({\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·H^{s{r}_{2}d}+{\left(H^{s{r}_1^{*}d}\right)}^{*}·H^{s{r}_1^{*}d})·x_k+({\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·{\tilde{w}}_k^d+H^{s{r}_1^{*}d}·{\left({\tilde{w}}_{k+1}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1}^d=({\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·H^{s{r}_{2}d}+{\left(H^{s{r}_1^{*}d}\right)}^{*}·H^{s{r}_1^{*}d})·x_{k+1}+({\left(H^{s{r}_{2}d}\right)}^{*}·{\tilde{w}}_{k+1}^d+H^{s{r}_1^{*}d}·{\left({\tilde{w}}_k^d\right)}^{*})$

在第n个子载波上，合并后的频域信号分别为

${\tilde{y}}_{k,n}^d=({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2)x_{k,n}+({\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_{2}d}\right)}^{*}{w}_{k,n}^d+H_n^{s{r}_1^{*}d}{\left({\tilde{w}}_{k+1,n}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1,n}^d=({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2)·x_{k+1,n}+({\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_{2}d}\right)}^{*}{\tilde{w}}_{k+1}^d+H_n^{s{r}_1^{*}d}{\left({\tilde{w}}_{k,n}^d\right)}^{*})$

其似然表达式分别为

$p\left({\tilde{y}}_{k,n}^d\right|x_{k,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{s{r}_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k,n}^d-({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2)x_{k,n})}^2}{2({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}\}$

$p\left({\tilde{y}}_{k+1,n}^d\right|x_{k+1,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k+1,n}^d-({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2)x_{k+1,n})}^2}{2({\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2){\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2}\}$

其中${\sigma }_{{\tilde{w}}_n}^2={\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2).$

可以看出，第n个子载波上，合并后的频域接收信号的接收信噪比

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_2}\left(n\right)=\frac{{\left|H_n^{s{r}_{2}d}\right|}^2+{\left|H_n^{s{r}_1^{*}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)}=\frac{{\left|H_n^{r_{2}d}{H}_n^{{\mathrm{sr}}_2}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{1}d}{\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_1}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)}$

所有子载波上的信噪比和为

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_2}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\Delta }^{{\mathrm{AF}}_2}\left(n\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{2}d}{H}_n^{{\mathrm{sr}}_2}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{1}d}{\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_1}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)}$

由上式可以看出，该模式下中继选择的目标是从多个中继中选择其中两个并 使得对应的最大。在该模式下，取决于两个中继链路的信道信息，这需 要中继节点知道全部中继链路的信道信息，这是不切实际的；在归一化信道能量 的假设下，满足和(远小于号)，可化简为

${\Delta }^{{\mathrm{AF}}_2}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{2}d}{H}_n^{{\mathrm{sr}}_2}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{1}d}{\left(H_n^{{\mathrm{sr}}_1}\right)}^{*}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)}\approx \underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2\left|H_n^{{\mathrm{sr}}_2}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)}+\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2\left|H_n^{{\mathrm{sr}}_1}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2)}$

因此，为了简化中继选择流程，每个中继节点m只需基于自身链路的信道信 息计算如下判决量

${\Delta }_m^{A{F}_2}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2{\left|H_n^{{\mathrm{sr}}_m}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2)}$

基于Alamouti码的OFDM中继协作通信系统自适应AF中继选择方法

对AF中继选择，中继系统各节点的握手协议如下：

首先，源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传 输帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和 中继节点是否需要协作。

其次，在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继 节点至目的节点信道同时基于来自源节点的数据传输帧， 中继节点估计出源节点至中继节点信道计算判决量 ${\Delta }_m^{\mathrm{AF}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2{\left|H_n^{{\mathrm{sr}}_m}\right|}^2}{{\sigma }_w^2(1+{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2)};$

然后，当中继节点的判决量大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继有机 会参与协作，并以一个比特信号告知目的节点；

最后，目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过 两个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作以及空 时分组码的编码方式。

实施例2

系统采用解码转发(Decode and Forward，DF)中继协作方式。

直达链路和单中继协作传输模式，如图3：当存在直达链路但直达链路无法 满足传输要求时，在第二个阶段源节点与其中一个中继节点实现分布式Alamouti 空时分组码。

双中继协作传输模式，如图4：不存在直达链路时，选择其中两个中继节点， 在中继节点接收到来自源节点的信号后，进行分布式Alamouti空时分组码。

协作通信的过程可划分为协作阶段一和协作阶段二两个过程。在协作阶段一， 源节点向目的节点和中继节点同时发送信号，属于点对多点的广播通信；在协作 阶段二，源节点和中继节点同时向目的节点发送信号，属于多点对点的通信。

1、直达链路和单中继协作传输模式，如图5，在协作阶段一，点对多点的广 播通信可分为多个独立的点对点的通信过程。对于源节点，其与目的节点和中继 节点可分别组成独立的点对点的数字通信系统，因此，源节点的发送端基带数字 处理框图与直达链路模式下的发送端基带数字处理框图一致，如图6；

在解码转发(DF)协作方式下，中继节点的基带数字处理过程也包括接收和 发送两个环节，如图14所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同 步以及信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的 判决量。与放大转发(AF)协作方式不同，DF中继节点还需要对数据序列中的 信息序列进行频率的信道均衡，符号解调和信道译码，并译码输出的比特序列进 行循环冗余校验，以检验比特数据的完整性，并将检验正确与否告知中继选择模 块。对于时变信道，还需提前数据序列中的导频信号进行源节点至中继节点信道 参数的跟踪估计。在被选择参与协作之后，中继节点对信道译码输出的比特序列 重新进行信道编码以及后续的符号调制，得出频域的信息序列，并与导频信号一 起送入Alamouti编码模块；然后进行OFDM调制得出时域的数据序列，并与训 练序列和前缀一起送至频率再补偿模块，实现与源节点发送载波频率对齐，最后 送至发送成型滤波器。

在协作阶段一，中继节点接收端只接收到来自源节点的信号，其基带数字处 理过程与直达链路传输模式下的一致，信道估计模块和循环冗余校验模块的输出 用于进行中继选择，如图8。

在协作阶段二的目的节点，目的节点同时接收到来自源节点和中继节点的叠 加信号，其基带数字处理过程的目的在于进行Alamouti译码以及信道译码，其处 理过程在放大转发(AF)和解码转发(DF)协议下都一样。如图9所示，目的 节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出源节点至目的节 点以及中继节点至目的节点的信道参数估计值，用于后续数据序列中信息序列的 Alamouti译码。对于时变信道，还需提取数据序列中的导频信号进行Alamouti 译码所需参数的跟踪估计。

2、双中继协作传输模式，如图10，有两条“源节点-中继节点-目的节点”的 中继链路参与协作，并无直达链路。协作通信的过程也可划分为协作阶段一和协 作阶段二两个过程。在协作阶段一，源节点向两个中继节点同时发送信号，属于 点对多点的广播通信；在协作阶段二，两个中继节点同时向目的节点发送信号， 属于多点对点的接入通信。

在协作阶段一，点对多点的广播通信可分为多个独立的点对点的通信过程。 对于源节点，其与两个中继节点分别组成独立的点对点的数字通信系统，因此， 源节点的发送端基带数字处理框图与其他模式下的发送端基带数字处理框图一 致，如图6所示：

在双中继协作传输模式下，其中一个中继节点(称为中继节点一)需要对来 自源节点的数字信号进行Alamouti编码，而另一个中继节点(称为中继节点二) 则只需要直接转发来自源节点的数字信号，并不需要进行Alamouti编码。

在解码转发(DF)协作方式下，中继节点一的基带数字处理过程，如图14 所示，与直达链路和单中继协作传输模式下的单中继节点的基带数字处理过程一 致。

DF中继节点二的基带数字处理过程也包括接收和发送两个环节，如图15所 示，与DF中继节点一唯一不同的是，在被选择参与协作之后，DF中继节点对重 新进行信道编码以及后续的符号调制所得的频域的信息序列，并不需要进行 Alamouti编码，而是与导频信号一起直接进行OFDM调制得出时域的数据序列， 再与训练序列和前缀一起送至频率再补偿模块，实现与源节点发送载波频率对齐， 最后送至发送成型滤波器。

在协作阶段一，中继节点的接收端只接收到来自源节点的信号，其基带数字 处理过程与直达链路传输模式下的一致，如图8，信道估计模块和循环冗余校验 模块的输出用于进行中继选择。

在协作阶段二的目的节点，目的节点同时接收到来自两个中继节点的叠加信 号，其基带数字处理过程的目的在于进行Alamouti译码以及信道译码。如图13 所示，目的节点依次完成时间同步、频率同步以及信道估计，信道估计输出两个 中继节点至目的节点的信道参数估计值，用于后续数据序列中信息序列的 Alamouti译码。对于时变信道(包括相位变化和/或信道变化)，还需提取数据序 列中的导频信号进行Alamouti译码所需参数的跟踪估计。

存在直达链路下的DF单中继选择的判决量

在存在直达链路下的DF单中继协作传输模式下，目的节点接收到的数据序 列中第k和k+1个OFDM频域信号可表示为

$y_k^d=H^{\mathrm{sd}}·x_k-H^{{\mathrm{sr}}^{*}d}·x_{k+1}^{*}+{\tilde{w}}_k^d$

$y_{k+1}^d=H^{\mathrm{sd}}·x_{k+1}+H^{\mathrm{rd}}·x_k^{*}+w_{k+1}^d$

根据Alamouti译码方式，接收信号以如下方式进行合并

${\tilde{y}}_k^d={\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·y_k^d+H^{rd}·{\left(y_{k+1}^d\right)}^{*}$

${\tilde{y}}_{k+1}^d={\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·y_{k+1}^d+H^{rd}·{\left(y_k^d\right)}^{*}$

由于码的正交性，在接收端进行线性合并之后，每个符号之间的相互干扰可 以完全抵消。合并后的信号可以表示为

${\tilde{y}}_k^d=({\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·H^{\mathrm{sd}}+{\left(H^{\mathrm{rd}}\right)}^{*}·H^{\mathrm{rd}})·x_k+({\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·w_k^d+H^{\mathrm{rd}}·{\left(w_{k+1}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1}^d=({\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·H^{\mathrm{sd}}+{\left(H^{\mathrm{rd}}\right)}^{*}·H^{\mathrm{rd}})·x_{k+1}+({\left(H^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}·w_{k+1}^d+H^{\mathrm{rd}}·{\left(w_k^d\right)}^{*})$

在第n个子载波上，合并后的频域信号分别为

${\tilde{y}}_{k,n}^d=({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)x_{k,n}+({\left(H_n^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}{w}_{k,n}^d+H_n^{rd}{\left(w_{k+1,n}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1,n}^d=({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)x_{k+1,n}+({\left(H_n^{\mathrm{sd}}\right)}^{*}{w}_{k+1}^d+H_n^{rd}{\left(w_{k,n}^d\right)}^{*})$

其似然表达式分别为

$p\left({\tilde{y}}_{k,n}^d\right|x_{k,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2){\sigma }_m^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k,n}^d-({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)x_{k,n})}^2}{2({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2){\sigma }_w^2}\}$

$p\left({\tilde{y}}_{k+1,n}^d\right|x_{k+1,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2){\sigma }_m^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k+1,n}^d-({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2)x_{k+1,n})}^2}{2({\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2){\sigma }_w^2}\}$

可以看出，第n个子载波上，合并后的频域接收信号的接收信噪比

${\Delta }^{{\mathrm{DF}}_1}\left(n\right)=\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{rd}\right|}^2}{{\sigma }_w^2}$

所有子载波上的信噪比和为

${\Delta }^{{\mathrm{DF}}_1}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\Delta }^{{\mathrm{DF}}_1}\left(n\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+{\left|H_n^{\mathrm{rd}}\right|}^2}{{\sigma }_w^2}=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{\mathrm{sd}}\right|}^2+\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{rd}\right|}^2$

可以看出，为了简化中继选择流程，每个中继节点m只需基于自身链路的信 道信息计算如下判决量

${\Delta }_m^{{\mathrm{DF}}_1}=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2$

无直达链路下的DF双中继选择的判决量

无在直达链路下的DF双中继协作传输模式下，目的节点接收到的数据序列 中第k和k+1个OFDM频域信号可表示为

根据Alamouti译码方式，接收信号以如下方式进行合并

${\tilde{y}}_k^d={\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·y_k^d+H^{{r_1}^{*}d}·{\left(y_{k+1}^d\right)}^{*}$

${\tilde{y}}_{k+1}^d={\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·y_{k+1}^d+H^{{r_1}^{*}d}·{\left(y_k^d\right)}^{*}$

由于码的正交性，在接收端进行线性合并之后，每个符号之间的相互干扰可 以完全抵消。合并后的信号可以表示为

${\tilde{y}}_k^d=({\left(H^{r_{1}d}\right)}^{*}·H^{r_{1}d}+{\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·H^{r_{2}d})·x_k+({\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·w_k^d+H^{r_{1}d}·{\left(w_{k+1}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1}^d=({\left(H^{r_{1}d}\right)}^{*}·H^{r_{1}d}+{\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·H^{r_{2}d})·x_{k+1}+({\left(H^{r_{2}d}\right)}^{*}·w_{k+1}^d+H^{r_{1}d}·{\left(w_k^d\right)}^{*})$

在第n个子载波上，合并后的频域信号分别为

${\tilde{y}}_{k,n}^d=({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)x_{k,n}+({\left(H_n^{r_{2}d}\right)}^{*}{w}_{k,n}^d+H_n^{r_{1}d}{\left(w_{k+1,n}^d\right)}^{*})$

${\tilde{y}}_{k+1,n}^d=({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)x_{k+1,n}+({\left(H_n^{r_{2}d}\right)}^{*}{w}_{k+1}^d+H_n^{r_{1}d}{\left(w_{k,n}^d\right)}^{*})$

其似然表达式分别为

$p\left({\tilde{y}}_{k,n}^d\right|x_{k,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2){\sigma }_m^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k,n}^d-({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)x_{k,n})}^2}{2({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2){\sigma }_w^2}\}$

$p\left({\tilde{y}}_{k+1,n}^d\right|x_{k+1,n})=\frac{1}{\sqrt{2\pi ({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2){\sigma }_m^2}}\times \exp \{-\frac{{({\tilde{y}}_{k+1,n}^d-({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2)x_{k+1,n})}^2}{2({\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2){\sigma }_w^2}\}$

可以看出，第n个子载波上，合并后的频域接收信号的接收信噪比

${\Delta }^{{\mathrm{DF}}_2}\left(n\right)=\frac{{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2}$

所有子载波上的信噪比和为

${\Delta }^{{\mathrm{DF}}_2}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\Delta }^{{\mathrm{DF}}_2}\left(n\right)=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2}=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{r_{1}d}\right|}^2+\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{r_{2}d}\right|}^2$

可以看出，为了简化中继选择流程，每个中继节点只需基于自身链路的信道 信息计算如下判决量

${\Delta }_m^{{\mathrm{DF}}_2}=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2$

OFDM解码转发(DF)协作系统下的中继选择协议

基于判决量${\Delta }_m^{{\mathrm{DF}}_1}=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2=\frac{1}{{\sigma }_w^2}\underset{l=0}{\overset{L_{r_{m}d}-1}{\Sigma }}{\left|h_l^{r_{m}d}\right|}^2$的中继选择需要首先估计瞬时 信道信息考虑到多个中继节点往目的节点发送训练序列进 行信道估计需要占用目的节点过多的接入信道资源和较长的处理时间，可以采用 目的节点通过广播方式往中继节点发送训练序列。在中继选择帧传输阶段，中继 节点需要估计中继节点至目的节点的瞬时信道信息

对DF中继选择，中继系统各节点的握手协议如下：

首先，源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传 输帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和 中继节点是否需要协作。

其次，在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继 节点至目的节点信道同时基于来自源节点的数据传输帧， 中继节点完成信道译码；对于能正确译码的中继节点，计算判决量 ${\Delta }_m^{\mathrm{DF}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2};$

然后，当中继节点的判决量大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中继有机 会参与协作，并以一个比特信号告知目的节点可参与协作；

最后，目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过 两个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作以及空 时分组码的编码方式。

如图16，AF或DF中继协作方式选择的过程示意图。

AF中继协议

是否需要协作(1比特信息)：

中继选择帧(1比特信息)，如图2：

是否适合协作(1比特信息)：

是否参与协作(2比特信息)：

空时编码方式(1比特信息)：

传输模式选择(2比特信息)：

DF中继协议

是否需要协作(1比特信息)：

中继选择帧(1比特信息)，如图2：

是否适合协作(1比特信息)：

是否参与协作(2比特信息)：

空时编码方式(1比特信息)：

传输模式选择(2比特信息)：

实施例3

系统采用放大转发(Amplify and Forward,AF)和解码转发(Decode and  Forward,DF)两种常用的中继协作方式。

(1)直达链路和单中继协作传输模式，如图3：当存在直达链路但直达链路 无法满足传输要求时，在第二个阶段源节点与其中一个中继节点实现分布式 Alamouti空时分组码。

(2)双中继协作传输模式，如图4：不存在直达链路时，选择其中两个中继 节点，在中继节点接收到来自源节点的信号后，进行分布式Alamouti空时分组码。

在放大转发(AF)协议下，中继节点的基带数字处理过程包括接收和发送两 个环节，如图7所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同步以及 信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的判决量。 在被选中参与协作之后，中继节点对时域的数据序列先进行OFDM解调(包括去 除CP和FFT变化)，得出频域的数据序列，然后根据OFDM系统的Alamouti编 码方式完成Alamouti编码(包括信息序列和导频信号)，进行OFDM再调制(包 括IFFT变化和添加新的CP)，并与训练序列和前缀一起经过频率再补偿模块实 现与源节点发送载波频率对齐，最后送至发送成型滤波器。

在解码转发(DF)协作方式下，中继节点的基带数字处理过程也包括接收和 发送两个环节，如图14所示，在接收环节，中继节点依次完成时间同步、频率同 步以及信道估计，信道估计输出信道参数估计值，后者用于计算中继选择所需的 判决量。与放大转发(AF)协作方式不同，DF中继节点还需要对数据序列中的 信息序列进行频率的信道均衡，符号解调和信道译码，并译码输出的比特序列进 行循环冗余校验，以检验比特数据的完整性，并将检验正确与否告知中继选择模 块。对于时变信道，还需提前数据序列中的导频信号进行源节点至中继节点信道 参数的跟踪估计。在被选择参与协作之后，中继节点对信道译码输出的比特序列 重新进行信道编码以及后续的符号调制，得出频域的信息序列，并与导频信号一 起送入Alamouti编码模块；然后进行OFDM调制得出时域的数据序列，并与训 练序列和前缀一起送至频率再补偿模块，实现与源节点发送载波频率对齐，最后 送至发送成型滤波器。

在Alamouti空时编码方式中，只需两根发送天线即可实现。然而在中继系统 中，除了源节点至目的节点的直接链路之外，需要在多个中继节点中选择其中一 个节点参与到协作传输过程中，以确保中继协作传输顺利完成。AF中继协作实 现简单，只需中继节点进行放大再转发不需译码，但中继节点的加性噪声会添加 到目的节点的接收信号中，降低接收信号的有效信噪比；相比AF中继协作，DF 协作由于在中继节点进行译码，因此中继节点的噪声不会被转发至目的节点，然 而当DF中继节点端存在译码误差时，会给目的节点的信号译码带来误差传递问 题，使系统性能恶化。因此，一般参与DF协作的节点需要确保在中继端顺利译 码才可以参与到协作传输中。在多个中继节点中选择其中一个或两个节点参与到 协作传输过程中，并确定其协作方式(AF还是DF)，对中继选择协议提出新的 要求。在此提出一种混合DF/AF中继选择协议。中继系统各节点的握手协议如下：

首先，源节点广播数据传输帧，目的节点解码来自源节点第一阶段的数据传 输帧，并判断直达链路是否满足传输要求，然后通过两个比特信息告知源节点和 中继节点是否需要协作。

其次，在需要协作的前提下，目的节点广播中继选择帧，中继节点估计中继 节点至目的节点信道同时基于来自源节点的数据传输帧， 中继节点估计出源节点至中继节点信道计算AF判决量 而且中继节点还完成信道译码，若能正确译码的中继节 点，计算判决量${\Delta }_m^{\mathrm{DF}}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{{\left|H_n^{r_{m}d}\right|}^2}{{\sigma }_w^2};$

然后，当中继节点的判决量或大于预设的门限值T_{RelaySelection}时，该中 继有机会参与协作，并告知目的节点可参与协作，以及AF判决量和DF判决量 (如信道译码正确)；

最后，目的节点通过两个比特信息告知源节点所采取的传输模式，另外通过 两个比特信息告知所有有机会参与协作的中继是否在第二个阶段参与协作，采取 协作方式(DF或AF)以及空时分组码的编码方式。

如图19，系统采用AF和DF两种常用的中继协作方式中继选择过程示意图。

是否需要协作(1比特信息)：

中继选择帧(1比特信息)，如图2：

是否适合协作(1比特信息)：

是否参与协作(2比特信息)：

协作方式(1比特信息)：

空时编码方式(1比特信息)：

传输模式选择(2比特信息)：

仿真参数

载波频率：1.8GHz、抽样频率：5MHz、运动速度：3公里/小时、频率误差： 无、数据序列的子载波数量：256、循环前缀长度：30

物理信道模型：瑞丽衰落信道，均匀分布时延(Power Delay Profile,PDP)， 长度可变

调制方式：16QAM、信噪比：SNR、误比特率：BER

在无传输损耗和假设信道的平均功率为1的情况下(COST207的典型市区参 考模型(cost207TUx12)，不考虑传输损耗表示不考虑中继系统各节点之间的相 对位置和相对距离)，可以看出在COST207的典型市区参考模型(cost207TUx12) 下(平均等效离散多径数目＝24)。

分析中继选择对基于Alamouti的OFDM中继协作系统在多径衰落信道长度 情况下存在传输损耗对BER的影响。(考虑传输损耗和信道的平均能量为在0.5至4.5之间均匀分布)

仿真结果：无频率误差的低速信道环境下AF和DF(*表示假设中继节点完 全准确译码)多中继系统下基于判决量的中继选择算法的BER图。

仿真分析：

1)在考虑传输损耗(表示考虑中继系统各节点之间的相对位置和相对距离) 时，信道的平均功率为不再为1的情况下，可以看出存在传输损耗时，基于 Alamouti的OFDM中继协作系统的多中继选择带来明显增益；

2)这种增益不再是协作分集增益(因为斜率不变)，而是由于考虑传输损耗 后中继节点在空间中的位置所带来的一种增益；

3)真实的传输损耗取决于各通信节点之间的距离以及周围的信道环境，因此 仿真中将信道的平均能量设置在0.5至4.5之间均匀分布，以此来模拟由于传输 损耗所导致的空间上信道能量的不平衡；而增益的产生正是来自于空间上信道能 量的不平衡；

以上所述的本发明的实施方式，并不构成对本发明保护范围的限定。任何在 本发明的精神原则之内所作出的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的 权利要求保护范围之内。