接收器前端电路、通信模块以及用于接收器前端电路的方法

技术领域

本发明涉及接收器前端电路，尤其涉及无线通信模块的接收器前端电路， 所述接收器前端电路包括无电感低噪声放大器以及噪声消除电路。

背景技术

在无线通信领域中，通信接收器是通信模块中的关键元件，可用来接收并 处理无线接收信号。通常，由于从远处无线传送器传来的信号传递衰减的缘故， 当无线传送信号到达接收器时，所接收到的信号的功率非常低。

接收信号在被天线接收下来后，一般会先进入接收器前端电路，例如集成 电路或是模块。典型的接收器前端电路包括低噪声放大器，接着是降频转换电 路以及相关滤波器。通常低噪声放大器位于收发器设备中的天线开关或是收发 双工器之后，其中天线开关或是收发双工器用来将通过天线的传送信号和接收 信号分开。低噪声放大器的作用则是尽量地线性放大天线所接收进来的所需信 号。低噪声放大器不仅用于处理较微弱的所需信号，同时亦需要处理较大的干 扰(例如收发双工器对传送器泄漏的消除不够完全)。低噪声放大器的增益可以 消除接收器中后级元件造成的噪声影响，然而低噪声放大器装置/电路本身所 造成的噪声则会直接被馈入接收信号。因此，低噪声放大器所制造的噪声在此 是一关键的系数，其影响接收信号能否在被放大之后不带有噪声与失真的成 分，同时还要兼具低功耗的低噪声放大器设计。如此一来，接收器的后续电路 (基频电路及/或降频转换电路)中才能顺利地将信号正确地撷取下来。

高效能的低噪声放大器通常为电流模式输出接口(用作跨导放大器，或称 跨导器)，且具有低噪声系数(low-noise factor,简称NF或F)(一般普遍在1dB 的大小)，并应具有够大的互调(intermodulation)以及压缩点(三阶拦截点(third  order intercept point,IP3))以及1dB的压缩点(1dB compression point,P1dB))的 效能表现。设计低噪声放大器的其它重要条件还包括：操作带宽、增益平坦度、 稳定度以及输入和输出电压常驻波比(voltage standing wave ratio,VSWR)。另一 关键的低噪声放大器质量要素是：获得天线和低噪声放大器输入之间良好的阻 抗匹配。通常对这一潜在问题的解决方法是：使用含有电感源极退化(inductive  source degeneration)的共源极耦合晶体管(common-source coupled transistor)的 芯片上低噪声放大器。源极电感在目标频率处共振以得到实值输入阻抗。不过， 由于电感电路的共振效应，此类型的低噪声放大器的带宽较低，且有时对必须 接收涵盖在较宽范围内的信号的行动通信应用来说较不合用，例如移动电话的 带宽分布自850MHz至2.5GHz。

在目前的移动电话装置来说，其中的一种作法是利用若干低噪声放大器来 使其支持完整的带宽。当中使用开关并依据所接收的频率来启动对应的低噪声 放大器。此时每一低噪声放大器都各自具有其电感，以提供良好的增益以及低 噪声，但会使用到较大的集成电路。电感元件所占的芯片面积以及衍生的芯片 外匹配元件亦占据大量印刷电路板空间。更糟的是，为了达到高Q值，芯片 上电感的制造工序相当昂贵。

因此，接收器前端设计近来的趋势乃是逐渐将电感淘汰，并以其它噪声消 除机制来取代。不过，众所皆知的是，不使用电感的低噪声放大器设计要达到 高线性度同时具有良好噪声系数是相当困难的，其为了提供有效率的信号功率 转换，需要主动输入匹配，使得线性度以及噪声系数表现都被限制。

图1为包括一噪声消除迭接互补式金氧半导体低噪声放大器 (noise-cancelling cascode CMOS LNA)配置的一接收器前端电路100的一简化 电路图。在美国专利US8503967B2的说明书中提到，所示之接收器前端电路 100中的噪声消除功能的主要目的在于实现无电感的前端电路设计。在此为说 明无电感低噪声放大器的低噪声系数限制效应，接收器前端电路100包括一源 极(利用具有一源极阻抗R_S110的一输入信号105来表示)。迭接的互补式金氧 半导体115、120包括一反馈阻抗R_FB125。接收器前端输出140使用第一和第 二跨导放大器130、135的输出加总来表示。由于输入信号和源极阻抗R_S110 相匹配，可知接收器前端电路的噪声系数F可以表示如下：

源极阻抗R_S110的输入匹配可以定义如下：

$R_S=\frac{R_{\mathrm{FB}}+r_{\mathrm{oa}}}{1+g_{\mathrm{ma}}{r}_{\mathrm{oa}}}---\left(1\right)$

其中：

R_S＝源极阻抗；

R_FB＝反馈阻抗；

r_oa＝跨导运算放大器的内部阻抗；以及

g_ma＝互补式金氧半导体115、120(M_a1/M_a2)的增益。

为了消除互补式金氧半导体115、120(M_a1/M_a2)中所产生的噪声，第二跨导 放大器130的增益(G_m2)可以定义如下：

$G_{m2}=\frac{R_S}{R_{\mathrm{FB}}+R_S}{G}_{m1}---\left(2\right)$

因此，第二跨导放大器130的增益为可控制在低于主要(第一)低噪声跨导 放大器135的增益。接收器前端电路的噪声系数可定义如下：

其中：

γ＝偏压相关性热电噪声系数(bias-dependent thermal noise factor)；

由方程式(3)可知，用于输入匹配的装置(M_a1以及M_a2)的噪声已被消除， 且噪声系数现在由主要(第一)低噪声跨导放大器135所主导。

图2为一噪声消除迭接互补式金氧半导体接收器前端电路200的一简化示 意图。其中强调无电感低噪声放大器的线性度瓶颈的问题。实际上，在一第三 跨导(G_m3)相较于主要(第一)低噪声跨导放大器135是不同相位时，会造成线性 度瓶颈的问题。在一实施例中，由于电压增益放大器230的压制，第三跨导器 可以不需为低噪声，然而主要(第一)低噪声跨导放大器135需是低噪声。

若假设g_mar_oa>>1以及R_FB>>r_oa，图2中的电路的噪声系数F可以定义如 下：

$F\cong 1+\frac{\gamma }{G_{m1}{R}_S}+\frac{R_S}{R_{\mathrm{FB}}}---\left(4\right)$

第一代噪声消除接收器前端电路的两个基本问题在于：

(一)输入匹配电压增益放大器230的较低的固有增益(Low intrinsic gain)， 造成R_FB120、低噪声跨导放大器G_m1135以及噪声消除跨导器G_m3205的噪声 产生，且在高频的高阶互补式金氧半导体制程中尤为显著。

(二)电压增益放大器230的电压增益对于用来提供输入50欧姆匹配的并- 并反馈(shunt-shunt feedback)来说是必备的。如此一来可于第三跨导器(G_m3) 205的输入处形成大电压，进而降低第三跨导器(G_m3)所表现出的线性度，并造 成电路中潜在的线性度瓶颈(例如造成电路非线性)。

请参考图3，图3为采用一频率转换反馈接收器的一更简化的低噪声放大 器电路300的示意图。低噪声放大器电路300包括连接至一跨导放大器(G_m)310 的一射频输入305。相较于图1中的架构，输入匹配所需的并-并反馈增益在此 是利用一单级跨导器(M_a1以及M_a2)来提供，此图中用来反馈的增益是由整体接 收器前端来提供的。因此，反馈电阻R_f通常较大以降低其噪声。可得证噪声 系数和方程式(4)相同。图3的架构的问题在于转阻放大器(TIA)的输出的大电 压增益所造成的非线性。

因此，需要一种改良的无电感低噪声放大器以及相关方法，以提升噪声系 数和线性度的效能和动态范围。

发明内容

有鉴于此，需要一种识别方法及识别装置，以解决上述技术问题。

在一实施例中，提供一种接收器前端电路，包括一第一接收器路径、一第 二接收器路径以及一第二电阻。所述第一接收器路径至少包括：一第一低噪声 跨导器，用来放大一接收信号以及输出一第一放大后接收信号；以及一第一混 频器，用来对所述第一放大后接收信号进行降频转换。所述第二接收器路径至 少包括：一第二跨导器，用来放大所述接收信号以及输出一第二放大后接收信 号；一第二混频器，用来对所述第二跨导器输出的所述第二放大后接收信号进 行降频转换；一基频放大器，包括一输入端以及一输出端；以及一第一电阻， 用来将所述基频放大器的所述输入端耦接至所述输出端，以及将所述第二跨导 器输出的所述第二放大后接收信号从电流转换为电压，并且设定所述第二接收 器路径中的一电压增益。所述第二电阻的一端耦接至所述基频放大器的所述输 出端，另一端耦接至所述第一接收器路径的第一混频器的输出端。

在另一实施例中，提供一种通信模块，其包括上述的接收器前端电路。

在又一实施例中，提供一种用于接收器前端电路的方法。所述方法包括： 在一第一接收器路径中无线接收一接收信号；利用一第一低噪声跨导器放大所 述接收信号，以产生一第一放大后接收信号；对所述第一放大后接收信号进行 降频转换；在一第二接收器路径中无线接收所述接收信号；在所述第二接收器 路径中放大所述接收信号，以产生一第二放大后接收信号；对所述第二放大后 接收信号进行降频转换；将所述第二放大后接收信号从电流转换为电压；以及 通过一第一电阻将一基频放大器的一输入端耦接至一输出端，来设定所述第二 接收器路径的一电压增益，所述基频放大器用于接收所述降频转换后的第二放 大后接收信号。

在再一实施例中，提供一种接收器前端电路，其包括一无电感低噪声放大 器。所述无电感低噪声放大器包括：一第一接收器路径，包括：一第一低噪声 跨导器，用来放大一接收信号以及输出一放大后接收信号；以及一第一混频器， 用来对所述放大后接收信号进行降频转换；一第二接收器路径，包括：一第二 跨导器，用来放大所述接收信号以及输出另一放大后接收信号；以及一第二混 频器，用来对所述第二跨导器输出的所述放大后接收信号进行降频转换；一基 频放大器，包括一输入端以及一输出端；以及一第一电阻，用来将所述基频放 大器的所述输入端耦接至所述输出端，以及将所述第二混频器降频转换后的放 大后接收信号从电流转换为电压，并且在所述第二接收器路径中形成一电压增 益；以及一升频反馈路径，包括一第三混频器以及第三反馈电阻，所述第三混 频器用来将所述第二接收器路径输出的所述放大后接收信号升频转换，并且经 由所述第三反馈电阻，将所述升频转换后的所述放大后接收信号馈入所述第一 低噪声跨导器以及所述第二跨导器的输入端。

举例来说，本发明可以在当噪声可被消除时，使低噪声系数得到改善。且 相较于已知无电感低噪声放大器的作法，可以改善带外第三阶互调变点失真， 并维持相似的功耗甚至较佳的噪声系数。

附图说明

图1为现有的一接收器前端电路的一简化电路图。

图2为图1的接收器前端电路的进一步简化示意图。

图3为现有的采用一频率转换反馈接收器的一更简化的低噪声放大器电 路的示意图。

图4为本发明的一较佳实施例的一通信模块的功能区块图。

图5为本发明一示范性接收器前端电路的示意图。

图6为本发明另一实施例的接收器前端电路的简化电路示意图。

图7为本发明又一实施例的接收器前端电路的简化电路示意图。

具体实施方式

在本说明书以及权利要求书当中使用了某些词汇来指代特定的元件。本领 域的技术人员应可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同样的元件。 本说明书及权利要求并不以名称的差异作为区分元件的方式，而是以元件在功 能上的差异作为区分的准则。在通篇说明书及权利要求当中所提及的“包括” 是一个开放式之用语，因此应解释成“包括但不限定于”。另外，“耦接”一词 在此包括任何直接及间接的电气连接手段。因此，若文中描述第一装置耦接于 第二装置，则代表第一装置可以直接电气连接于第二装置，或通过其它装置或 连接手段间接地电气连接至第二装置。

本发明将以一无线通信模块(例如一用户设备)的一接收器前端电路来作为 实施例说明。所述接收器前端电路包括一低噪声放大器，所述低噪声放大器包 括：一第一接收器路径以及一第二接收器路径，所述第一接收器路径包括：一 第一低噪声跨导器，用来放大一接收信号以及输出放大后的所述接收信号(下 称放大后接收信号或放大后的接收信号)；以及一第一混频器，用来将所述放 大后接收信号降频。所述第二接收器路径包括：一辅助接收器，其包括：一第 二跨导器，用来放大所述接收信号以及输出放大后接收信号；一基频放大器， 具有一输入端以及一输出端；一第一电阻，耦接于所述基频放大器的所述输入 端以及所述输出端之间，用来将所述放大后接收信号从电流转换至电压，并且 设定所述第二接收器路径的一电压增益；以及一第二电阻耦接于所述基频放大 器的所述输出端以及所述第一混频器的输出端之间。

在本发明某些实施例中，亦包括一升频反馈路径，其包括一第三混频器， 用来将在所述第二接收器路径的一输出端的所述放大后接收信号升频，并且使 用所述升频后的接收信号经由一第三反馈电阻输入至所述第一低噪声跨导器 和第二跨导器的输入端，以匹配输入50欧姆。在本发明某些实施例中，所述 第二接收器路径可以用来产生匹配输入50欧姆所需的增益(类似方法亦应用于 图2中的G_m2)。在本发明某些实施例中，可经由所述第二电阻连接第二接收器 路径的输出至所述主要接收器路径，来消除所述第二接收器路径的噪声。

这样一来，所述第二(辅助)接收器路径的所述第二跨导器仅用来贡献一小 部分的信号增益，大部分增益由仔细选择所述基频放大器的所述第一电阻来提 供，以提供独立于所述输入信号的射频频率的一大增益。

本发明的实施例另会以一接收器前端电路来作为实施例说明，所述接收器 前端电路包括一低噪声放大器，其包括一主要(第一)接收器路径以及一第二(辅 助)接收器路径。所述第一接收器路径包括：一第一低噪声跨导器，用来放大 一接收信号以及输出放大后的所述接收信号；以及一第一混频器，用来将所述 放大后的接收信号降频。所述第二接收器路径包括一辅助接收器，所述辅助接 收器包括：一第二跨导器，用来放大所述接收信号以及输出一放大后的接收信 号；一第二混频器，用来将所述放大后接收信号降频；一基频放大器，具有一 输入端以及一输出端；以及一第一电阻，耦接于所述基频放大器的所述输出端 以及所述输入端之间，用来将所述放大后的接收信号从电流转换至电压，并且 设定所述第二接收器路径的一电压增益；以及一第二电阻耦接于所述基频放大 器的所述输出端以及所述第一混频器的输出之间。一升频反馈路径，包括一第 三混频器，用来将所述第二接收器路径的一输出端的所述放大后接收信号升 频，并且使用所述升频后的接收信号经由一第三反馈电阻输入所述第一低噪声 跨导器以及第二跨导器的输入端。

这样一来，通过采用第三混频器，可将所述第二接收器路径的一输出端的 所述放大后接收信号升频，以及使用所述升频后的接收信号经由一第三反馈电 阻输入所述第一低噪声跨导器和第二跨导器的所述输入端，所述第二(辅助)接 收器路径输出的噪声便可再度被升频并回到所述射频输入，然后以相反相位经 过第一低噪声跨导器以及第一混频器。在某些实施例中，所述第二(辅助)接收 器路径输出的噪声可以经过一第二电阻在所述第一混频器的输出端被消除。

尽管本发明以一无电感低噪声放大器来作为实施例说明，然可得而之的是 本发明的原理亦可应用于具电感的低噪声放大器。

不过，本领域技术人员应可理解本发明的观念可以实施在任何形式的包括 至少一低噪声放大器的接收器前端电路中。另外，可想而知的是本发明的应用 并不限于第三代行动通信的用户设备，亦可以被使用于任何标准的无线接收 器，例如全球行动通信系统(Global System for Mobile,GSM)、增强型数据速率 全球行动通信系统演进技术(Enhanced Data Rates for GSM Evolution,EDGE)、 分时-同步分码多重进接(Time Division-Synchronous Code Division Multiple  Access,TD-SCDMA)、无线保真(wireless fidelity,WiFi)、蓝牙(Bluetooth,BT)等 等不同标准。

请参考图4，图4为本发明的一较佳实施例的一无线通信模块400(可指蜂 巢式通信系统的行动用户(mobile subscriber,MS)，或第三代合作伙伴计划(3rd  generation partnership project,3GPP)通信系统中的户设备(user equipment,UE)) 的区块图。所述无线通信模块400包括一天线402，其较佳地耦接至一双工滤 波器或是天线开关404，所述双工滤波器或是天线开关404提供无线通信模块 400中接收链和传送链之间的隔离用途。

所述接收链包括接收器前端电路406，其可以选择性地包括带通滤波器以 取得目标信号、一低噪声放大器410、噪声消除元件及/或电路，选择性地另包 括带通滤波器以移除放大器之后的谐波，以及包括中频或基频转换。前端电路 406耦接至一基频信号处理功能区块408(一般以数字信号处理器来实现，所述 数字信号处理器包括接收器基频处理电路(未显示于图中))。基频信号处理功能 区块408的输出会被馈至一适用的输出装置422，例如一屏幕或是平板显示器。 所述接收链亦包括一控制器414，其可控制整体用户单元，并且亦耦接至接收 器前端电路406以及信号处理功能区块408。控制器414亦耦接至一记忆装置 416，以选择性地储存操作规则，例如译码/编码功能、同步规则、码序列、接 收信号强度数据等等。

为了保持完整性，关于所述传送链，还包括一输入设备(图未示)，例如一 键盘，串接于传送器/调变电路422以及一功率放大器424至天线402。传送器 /调变电路422以及功率放大器424由控制器414控制。

无线通信模块400中的各种元件可以分开实作或是采用整合设计。依据本 发明的实施例，接收器前端电路406可基于现有的低噪声放大器以及接收器前 端电路，并结合本发明的改进思想来改善上述部分问题，细节请参考以下关于 图5和图6的相关说明。

请参考图5，图5为一示范性接收器前端电路500的示意图，所述接收器 前端电路500包括一主要接收器路径515。所述主要接收器路径515包括一(第 一，主要)低噪声跨导放大器/跨导器(G_m1)535，用来放大一接收信号以及输出 放大后的所述接收信号；以及一第一降频混频器555，用来将所述放大后的接 收信号降频，并随后乘上(混合)一本地振荡器信号(未显示于图中)。

依据实施例，所述接收器前端电路500还包括(第二)辅助接收器路径545。 所述辅助接收器路径545包括一第二跨导放大器/跨导器(G_m2)530、一第二混频 器550、一中频放大器或是基频放大器552以及电阻R₁560。所述第二跨导放 大器/跨导器(G_m2)530用来放大所述接收信号以及输出一放大后的接收信号。 所述第二混频器550使用相同本地振荡器信号来将所述放大后的接收信号从 射频降至中频或是基频。所述中频放大器或是基频放大器552以及电阻R₁560 用来将所述降频后的接收信号从电流转换至电压并放大，以及设定所述第二接 收器路径545的一电压增益。

一第三混频器585用来将一反相放大信号(通过反相器590所输出)升频至 反馈电阻(R_FB)525的一端。所述第三混频器585以及反馈电阻525会在接收器 的输入端建立一50欧姆的输入阻抗。在某些实施例中，所述辅助接收器用来 建立一大电压增益于反馈电阻525，使其噪声受到抑制。

对比于图3的架构，通过电阻R₂565以及反相器595，所述辅助接收器路 径545的输出(节点Y)会和所述主要接收器路径515结合，如此一来，所述辅 助接收器路径545(包括第二跨导器(G_m2)530、第二混频器550、R₁560以及基 频放大器552)会经由反馈路径以及反馈电阻525反馈，其噪声和失真便能够在 第一混频器555的输出端处被消除。

在一实施例中，通过适当地选择放大器552上的电阻R₁560，辅助接收器 路径545的增益(G_AUX)可以被最大化，以降低反馈电阻525所产生的噪声。在 此实施例中，与放大器552相关的电阻R₁560操作在中频(由第二混频器550 降转)。因此，放大器552上的电阻R₁560可以独立于接收信号的操作射频。 尤其是，可选择电阻R₁560的值以得到所需要的辅助接收器电路的增益，因 此可以更容易针对降转后中频提供较大增益。

相反的，由于节点“X”580处的电流式接口为低阻抗，所述主要接收器 路径的线性度并不会受到带内阻塞(in-band blocker)的不良影响。

消除所述辅助接收器路径545所产生的噪声和失真可以让跨导器(G_m2)530 的设计系数变小，以节省电流。例如，跨导器(G_m2)530的设计系数可以变成第 一低噪声跨导器(G_m1)535的1/20～1/2的级别，在某些较佳设计中为1/10～1/2。 本实施例中，所述设计系数可以是电流位准系数。

此外，第二混频器550可以依照小于第一混频器555的一系数的比例来设 计，其比例由第二跨导器(G_m2)530和第一低噪声跨导器(G_m1)535之间的比例决 定。

依据本发明的实施例，现有低噪声放大器电路的第三跨导放大器(G_m3)， 例如图2中的跨导放大器(G_m3)205，可以被适当选择的输出电阻(R₂)565所代 替，且所述电阻具有完美的线性。在某些实施例中，视其噪声和失真的消除状 况来选择输出电阻(R₂)565。

因此，通过谨慎地选择输出电阻(R₂)565的值(当取代现有设计中的第三跨 导放大器(G_m3)时)，相较于噪声经过所述主要路径，有可能会在辅助接收器路 径545中建立一实质非同相而实质同振幅噪声，以利于噪声和失真的消除，并 且使接收器前端电路的设计中得以使用无电感低噪声放大器。在某些实施例 中，输出电阻(R₂)565可以是一输出电阻；或是在某些实施例中，相较于噪声 经过所述主要路径，所述辅助接收器路径545中的实质非同相以及实质同振幅 噪声可以是任何足够消除噪声到一可接受水平的相位或是振幅。

在一实施例中，本地振荡器及/或增益级所造成的相位偏移噪声可以通过 针对辅助(第二)接收器路径的输出电阻R₂使用内插来补偿，以加强噪声消除。 举例来说，在某些设计中，内差系数为0.4等同于相位20度的偏移。

在一实施例中，图5的反馈电阻525的值可以依据以下式子决定：

R_FB＝(1+G_AUX/A_MN)R_S     (5)

所述反馈信号接着会被馈入第二跨导器(G_m2)530的输入端546、主要接收 器路径515的输入端512以及第一(主要)低噪声传导器(G_m1)535的输入端。

可知的是，辅助接收器路径545的内在增益越大，反馈电路525能提供越 低的噪声系数。值得注意的是，这就提供了优于现有技术中对使用电阻反馈以 用于输入匹配的G_m2的电压增益的要求的优势。

式子(6)定义了可消除辅助接收器路径545所产生的噪声以及失真的电阻 R₂565的值为：

$R_2=\frac{1}{\alpha G_{m1}}(1+\frac{R_{\mathrm{FB}}}{R_S})\cong \frac{R_{\mathrm{FB}}}{\alpha G_{m1}{R}_S}---\left(6\right)$

特别是，可以观察到节点“Y”575处的失真包括第二跨导器(G_m2)530的 失真以及辅助接收器路径545的输出，与噪声消除相似，失真会在合并输出处 被消除。

在一实施例中，可以选择R_FB525为输入电阻(R_IN)的10倍以上，以降低第 三混频器级585的本地振荡器漏电流。由于节点“X”580是低阻抗(low-Z)， 因此由第一低噪声跨导器(G_m1)535所造成的任何额外的失真相对较小。

另外，亦需考虑由第三混频器级585于节点“Z”570所造成的任何额外 的失真，相较于所述辅助接收器电路(包括第二跨导器G_m2530以及基频放大器 552)在节点“Y”575所造成的失真，于节点“Z”570所造成的任何额外的 失真应被控制在更小的范围内。

这样一来，在实施例电路500中，对第二跨导器(G_m2)530以及辅助接收 器路径545所输出的噪声的消除作法相同。因此，接收器前端电路500旨在使 用以下步骤来解决上述问题：

(i)辅助接收器路径545的增益能够通过选择放大器电阻(R₁)560来控制， 其中，提供独立于操作射频的一较大增益相对来说较容易；以及

(ii)可以将采用现有的无电感低噪声放大器设计中的第三跨导放大器(G_m3) 的线性度瓶颈置换为线性的输出电阻(R₂)565。

请参考图6，图6为本发明另一实施例的接收器前端电路的简化电路示意 图，其示出了无电感低噪声放大器的更进一步的简化电路的示范性实施例的示 意图。示范性电路600包括混频器605、610、615，其分别具有单端输入以及 差动输出(通常被称为单平衡混频器)耦接至单端跨导器。在某些实施例中，混 频器605、610、615的差动输出可以被用来实现相位反相器(例如图5中的相 位反相器590)。

请参考图7，图7为本发明又一实施例的接收器前端电路的简化电路示意 图，其示出了无电感低噪声放大器的简化电路的示范性实施例的示意图。示范 性电路700包括IQ混频器705、710、715，其分别具有差动输入以及差动输 出(通常被称为双平衡混频器)耦接至差动跨导器720、725以及基频(或是中频) 放大器。不过，在其它某些实施例中，IQ混频器705、710、715也可具有单 端输入以及差动输出(单平衡混频器)，其耦接至单端跨导器以及基频(或是中频) 放大器。

因此，依据图6以及图7，跨导器G_m1以及G_m2亦可以是单端或是差动。

总结来说，此处提出了低噪声放大器设计的噪声和失真消除。在某些实施 例中，当噪声可被消除时，可以使低噪声系数改善约2.5dB以上。在某些实施 例中，相较于现有的无电感低噪声放大器的作法，可以改善带外第三阶互调变 点失真(out-of-band3^rd order intermodulation distortion(IIP3))约10dB，且维持相 似的功耗甚至较佳的噪声系数。在某些实施例中，通过失真消除，可以在相同 的噪声系数条件下获得相似的或是较佳的带内第三阶互调变点的性能。此外， 在某些实施例中，互调变点性能较少依赖于射频频率，而并-并反馈的环路增 益取决于其在中频或基频时被提供。

在某些实施例中，分析了整体的互补混频效应(reciprocal mixing effect)， 即使再额外使用两个混频器，也和传统的接收器架构相似。在图5至图7的实 施例中，可以通过导入负反馈来降低第三混频器(MIX3)互补混频突波 (reciprocal-mixing spur)。在某些实施例中，可以用与消除辅助接收器电路中的 噪声的相同方法，来消除第二混频器(MIX2)的互补混频突波。在某些实施例中， 可以不依赖于主要接收器路径增益来调整辅助接收器电路中的增益(G_AUX)，以 提供更多的自由度来优化噪声和线性度。尤其可以设想到，上述发明观念亦可 应用于任何其它包括低噪声放大器的射频接收器的集成电路设计上。另外，本 发明可用在任何放大器电路。例如可以采用本发明的观念来设计接收器电路、 一单机装置，例如前端接收器集成电路，或是特定功能集成电路，及/或任何 其它子系统元件。

虽然本发明已以较佳实施方式揭露如上，然其并非用以限定本发明，任何 所属技术领域中的技术人员，在不脱离本发明的范围内，可以做一些改动，因 此本发明的保护范围应以权利要求所界定的范围为准。