一种大功率无功与谐波动态混合补偿系统的控制方法

技术领域

本发明涉及一种大功率无功与谐波动态混合补偿系统的控制方法，属于电 力系统领域，适用于电网的谐波治理和无功补偿，特别适于应用在石油钻井等 领域。

背景技术

随着电力电子装置广泛应用于工业和民用场合，如石油开采钻机、轧钢机、 电弧炉、电气化铁道和港口起重机等，大量谐波电流和无功功率被注入电网， 引起电网电压跌落及低功率因数等问题。电网中谐波电流和无功功率的存在不 仅使得电网线损增大，还会给一些供电质量要求很高的精密设备带来极大的危 害，同时也会给电网的安全稳定运行带来巨大隐患。

目前电网的无功与谐波补偿装置主要有固定电容器(Fastness Capacitor， FC)、晶闸管投切调谐滤波器(Thyristor Switched Filter，TSF)、晶闸管控制电 抗器(Thyristor Controlled Reactor，TCR)、有源电力滤波器(Active Power Filter, APF)和静止无功发生器(Static Var Generator，SVG)等。这些装置中，FC、 TSF和TCR等属于无源补偿装置，其不能连续补偿负载谐波和无功功率，并且 这些装置的响应速度较慢；APF与SVG等属于有源补偿装置，虽然其能够快速 连续地补偿负载谐波和无功功率，但是由于电力电子器件耐压等工艺条件以及 工程造价的限制，使其不能运用在大功率无功与谐波补偿场合。近年来，为了 能够补偿大功率的电网谐波与无功，逐步发展起无源补偿装置与有源补偿装置 相结合的混合补偿装置。目前，主要的混合补偿装置有如下几种：

(1)一种配电网静止同步补偿器(Distribution-Level Static Reactive  Compensator，DSTATCOM)与晶闸管投切电容器(thyristor switched capacitor, TSC)协同运行的混合无功补偿系统。其中，DSTATCOM用以连续补偿小容量 负载无功功率，TSC用以分级补偿大容量负载无功功率。该混合无功补偿系统 通过TSC与DSTATCOM的组合实现了低成本、大容量的连续无功功率补偿。 但是，该混合无功补偿系统只能补偿无功而不能补偿负载谐波；同时由于该系 统只检测负载电流，导致TSC投切时的冲击电流不能被消除而会流入电网。

(2)一种由APF、晶闸管控制电抗器(Thyristor Controlled Reactor，TCR) 及固定电容器FC组成的联合运行系统。其中，APF补偿负载谐波电流，FC与 TCR配合补偿负载无功功率。但是由于固定电容器FC不能动态投切，导致系 统不能动态跟踪补偿变化着的大容量负载感性无功功率。

(3)一种由单台SVG与多台TSC构成的无功与谐波混合补偿系统。其中， TSC分级补偿负载无功功率，SVG补偿剩余无功功率和所有负载谐波。由于装 置只检测负载电流，导致TSC投切时的冲击电流以及并网时的特定次谐波电流 会流入电网而不能被补偿；并且，在某台TSC发生故障而未投入或切除时，还 会导致TSC不能与SVG配合而不能完全补偿负载无功功率。

发明内容

本发明的目的是提供一种大功率无功与谐波动态混合补偿系统的控制方 法，通过检测静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波器组之间的电网的三相电 流，实现对负载谐波和无功功率的连续补偿。

为实现上述目的，本发明所采取的技术方案是：本发明大功率无功与谐波 动态混合补偿系统的控制方法中涉及的混合补偿系统包括静止无功发生器、晶 闸管投切调谐滤波器组和控制器，所述静止无功发生器包括三相电压型逆变器 和滤波器，所述晶闸管投切调谐滤波器组包括一个以上晶闸管投切调谐滤波器， 所述静止无功发生器和各所述晶闸管投切调谐滤波器并联接入电网；其中，所 述控制器包括谐波检测模块、电流跟踪模块、脉冲宽度调制模块和混合逻辑判 断模块；利用电压传感器在电网侧实时获取电网的三相电压U_a、U_b、U_c，利用 电流传感器实时获取所述静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波器组之间的电 网的三相电流I_a、I_b、I_c，利用电流传感器实时获取所述静止无功发生器输出的 三相电流I_Ga、I_Gb、I_Gc，利用电压传感器实时获取所述静止无功发生器的直流 母线电压U_dc；

所述控制方法包括：

所述控制器的谐波检测模块依据在电网侧获取的电网的当前三相电压(U_a、 U_b、U_c)、所述静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波器组之间的电网的当前 三相电流(I_a、I_b、I_c)和所述静止无功发生器的当前直流母线电压(U_dc)，实 时计算得到所述静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波器组之间的电网的三相 电流的当前基波无功电流I_sq和当前谐波电流I_ah、I_bh、I_ch，所述当前谐波电流I_ah、 I_bh和I_ch中包含无功功率；

并且，所述控制器还执行有以下步骤：

步骤1)：所述混合逻辑判断模块将静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波 器组之间的电网的三相电流的当前基波无功电流I_sq减去晶闸管投切调谐滤波器 组的当前输出电流之和I_Tm而得到负载的当前实际基波无功电流I_q，再对该当前 实际基波无功电流I_q进行求导得到当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt；然后 利用当前实际基波无功电流I_q、当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt以及晶闸 管投切调谐滤波器组的当前第一开关逻辑向量、当前第三开关逻辑向量进行混 合逻辑判断而得到晶闸管投切调谐滤波器组的当前第二开关逻辑向量；

其中，所述晶闸管投切调谐滤波器组的当前输出电流之和I_Tm按式(1)所示 方法得到：

I_Tm＝(S₁+S₂+...+S_m)6πfcU/[(2πf)²lc-1]   (1)

式(1)中，l表示单个晶闸管投切调谐滤波器的串联电感值，c表示单个晶 闸管投切调谐滤波器的电容值，U表示电网的相电压，f表示电网的基波频率； S₁,S₂,…S_m表示晶闸管投切调谐滤波器组的当前第三开关逻辑向量 M₃＝(S₁,S₂,…S_m)中的各元素，第三开关逻辑向量在初始时为 (0,0,...0)；

所述当前第一开关逻辑向量表示为M₁＝(T₁,T₂,…T_i,…T_m)，第一开 关逻辑向量在初始时为(0,0,...0)；T_i的取值为1或者0，其中，T_i的取值为 1时表示晶闸管投切调谐滤波器组中的第i个晶闸管投切调谐滤波器投入到电网 中，T_i的取值为0时表示晶闸管投切调谐滤波器组中的第i个晶闸管投切调谐滤 波器从电网中切除；所述当前第二开关逻辑向量表示为 M₂＝(H₁,H₂,...H_m)；所述m表示所述晶闸管投切调谐滤波器组中可供投切 的晶闸管投切调谐滤波器的总数量；

步骤2)：所述混合逻辑判断模块判断当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt 是否满足以下式(2)：

|dI_q/dt|＜Δ   (2)

式(2)中，Δ表示正数；

如果满足式(2)，则将当前第二开关逻辑向量赋值给当前第一开关逻辑向 量而得到更新后的第一开关逻辑向量，接着，所述混合逻辑判断模块一方面执 行步骤3)，一方面开始计时；并且，当混合逻辑判断模块判断其计时时间t_d大 于预先设定的计时阈值时，将更新后的第一开关逻辑向量赋值给当前第三开关 逻辑向量而得到更新后的第三开关逻辑向量，再利用更新后的第三开关逻辑向 量通过式(1)计算得到所述晶闸管投切调谐滤波器组的更新后的输出电流之和 I_Tm，然后返回执行步骤1)；

如果不满足式(2)，则保持当前第一开关逻辑向量不变；然后一方面返回 执行步骤1)，一方面执行步骤3)；

步骤3)：所述混合逻辑判断模块将当前第一开关逻辑向量M₁分别输出到所 述晶闸管投切调谐滤波器组的各晶闸管投切调谐滤波器的功率驱动电路中，而 使各晶闸管投切调谐滤波器得到相应的投切信号；各晶闸管投切调谐滤波器再 按照各自得到的投切信号进行投切，以补偿负载的部分无功功率并滤除特定次 谐波；

步骤4)：所述控制器将所述静止无功发生器与晶闸管投切调谐滤波器组之 间的电网的三相电流的当前谐波电流I_ah、I_bh、I_ch作为指令电流对应减去静止无 功发生器当前输出的三相电流I_Ga、I_Gb、I_Gc，由此得到谐波电流误差；该谐波 电流误差依次经由所述电流跟踪模块、脉冲宽度调制模块进行处理后得到所述 谐波电流误差的脉冲宽度调制信号，所述静止无功发生器的三相电压型逆变器 中的功率驱动电路按照该谐波电流误差的脉冲宽度调制信号对静止无功发生器 输出的三相电流进行调制，由此连续补偿负载的剩余无功功率和谐波。

进一步地，在本发明所述步骤2)中，所述“利用当前实际基波无功电流I_q、 当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt以及晶闸管投切调谐滤波器组的当前第一 开关逻辑向量、当前第三开关逻辑向量进行混合逻辑判断而得到晶闸管投切调 谐滤波器组的当前第二开关逻辑向量”的方法如下：

a)若满足如下公式(3)，则得到如式(4)所示的当前第二开关逻辑向量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1\le m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n+k+1＝1 and H_n+k+2＝H_n+k+3＝…＝H_m＝0   (4)

b)若满足如下公式(5)，则得到如式(6)所示的当前第二开关逻辑 向量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1>m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(5\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝1   (6)

c)若满足如下公式(7)，则得到如式(8)所示的当前第二开关逻辑向量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1\le n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(7\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n-(k+2)＝1 and H_n-(k+1)＝H_n-k＝…＝H_m＝0   (8)

d)若满足如下公式(9)，则得到如式(10)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1>n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(9\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝0   (10)

e)若满足如下公式(11)，则得到如式(12)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k\le m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(11\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n+k＝1 and H_n+k+1＝H_n+k+2＝…＝H_m＝0   (12)

f)若满足如下公式(13)，则得到如式(14)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k>m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(13\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝1   (14)

g)若满足如下公式(15)，则得到如式(16)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k\le n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(15\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n-(k+1)＝1 and H_n-k＝H_n-k+1＝…＝H_m＝0   (16)

h)若满足如下公式(17)，则得到如式(18)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k>n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(17\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝0   (18)

i)若满足如下公式(19)，则得到如式(20)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

|dI_q/dt|＜Δ and M₁≠M₃   (19)

H₁＝H₂＝…＝H_n＝1 and H_n+1＝H_n+2＝…＝H_m＝0   (20)

j)若满足如下公式(21)，则得到如式(22)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

|dI_q/dt|≥Δ   (21)

H₁＝H₂＝…＝H_n＝1 and H_n+1＝H_n+2＝…＝H_m＝0   (22)

以上各式中，m表示所述晶闸管投切调谐滤波器组中可供投切的晶闸管投 切调谐滤波器的总数量；n表示当前时刻已投入到电网中的晶闸管投切调谐滤波 器的数量，n在初始时为0；I_T表示单个晶闸管投切调谐滤波器的输出电流，I_T由公式(23)计算得到：

I_T＝6πfcU/[(2πf)²lc-1]   (23)

式(23)中，l表示单个晶闸管投切调谐滤波器的串联电感值，c表示单个 晶闸管投切调谐滤波器的电容值，U表示电网的相电压，f表示电网的基波频 率。

进一步地，本发明所述“T_i的取值为1时表示晶闸管投切调谐滤波器组中的 第i个晶闸管投切调谐滤波器投入到电网中，T_i的取值为0时表示晶闸管投切调 谐滤波器组中的第i个晶闸管投切调谐滤波器从电网中切除”由以下方案替换：

T_i的取值为0时表示晶闸管投切调谐滤波器组中的第i个晶闸管投切调谐滤 波器投入到电网中，T_i的取值为1时表示晶闸管投切调谐滤波器组中的第i个晶 闸管投切调谐滤波器从电网中切除。

进一步地，在本发明所述式(2)中，Δ的取值为0.01-1。

更进一步地，在本发明所述式(2)中，Δ的取值为0.1。

进一步地，本发明所述计时阈值为0.02～0.5s。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)本发明采用SVG、一个以上参数相同的TSF和控制器等组成混合补 偿系统共同补偿负载谐波与无功功率。通过检测静止无功发生器SVG与晶闸管 投切调谐滤波器组(TSF组)之间的电网的三相电流，使得当检测点的无功功 率发生变化时，能够准确识别检测点的无功功率变化是由于负载无功功率变化 引起，还是由于TSF投切引起。在此基础上，再通过控制相应数量的TSF投入 到电网中以分级补偿负载所需的大部分无功功率以及补偿特定次谐波，并由 SVG对剩余负载谐波和无功功率进行连续补偿，提高了系统的鲁棒性和控制精 度。

(2)本发明方法采取了检测静止无功发生器SVG与晶闸管投切调谐滤波 器组之间的电网的三相电流的方法，由于该三相电流同时包含了负载电流以及 TSF的并网电流，从而把TSF引入闭环控制，消除了TSF的响应时间及其投入 时的电流冲击对谐波与无功功率补偿精度的影响，因此能够完全避免负载谐波、 负载无功功率以及TSF投切时的冲击电流等流入电网，使电网侧的电流在任何 时刻都完全保持正弦和单位功率因数。

(3)本发明兼有大容量谐波与无功补偿能力以及快速连续的谐波与无功补 偿能力，从而解决现有补偿装置不能快速连续地完全补偿负载谐波与无功功率、 补偿容量浪费且系统造价高昂等问题，同时可以完全消除无源装置投切对电网 的冲击以及避免其谐波电流流入电网。

(4)本发明的控制器可采用全数字控制方法，使得混合补偿系统在负载剧 烈波动的情况下仍具有良好的动态性能和稳态精度。

本发明结合静止无功发生器SVG对无功补偿的快速性和连续性的优点以及 晶闸管投切调谐滤波器TSF在补充大容量谐波和无功时的低成本优势，提供了 一种大容量无功与谐波快速连续补偿的高性价比方案，具有良好的社会经济效 益，适于在电力系统内推广使用，应用领域广泛，尤其适于应用在石油钻井领 域。目前大多数石油开采钻机都是采用柴油发电机组为钻机提供动力，使用本 发明方法可避免谐波对发电机组的附加损耗，大量减少柴油消耗，大大降低钻 井成本；接入电网后可有效降低噪音污染，改善电能质量，降低系统故障，使 钻机工作稳定可靠，节能减排。不仅如此，本发明的混合补偿系统可安装在移 动箱柜内，使其可以方便地随着石油开采钻机一起转移，对周围的环境不会造 成任何污染和破坏，安全环保。

附图说明

图1是本发明大功率无功与谐波动态混合补偿系统的结构示意图。

具体实施方式

下面结合图1，以具体示例对本发明的大功率无功与谐波动态混合补偿系统 的控制方法作详细的说明。

在本发明中，大功率无功与谐波动态混合补偿系统(以下简称“混合补偿 系统”)的结构如图1所示。混合补偿系统包括一个静止无功发生器1(Static Var  Generator，SVG)、由一个以上具有相同参数(即串联电感值L和电容值C相同) 的晶闸管投切调谐滤波器(Thyristor Switched Filter，TSF)构成的晶闸管投切调 谐滤波器组2和控制器5。静止无功发生器SVG与晶闸管投切调谐滤波器组2 中的各晶闸管投切调谐滤波器TSF并联接入电网。

本发明中，静止无功发生器SVG包括三相电压型逆变器和滤波器。作为本 发明的一种实施方式，SVG中的滤波器可以使用单电感滤波器或者使用LCL滤 波器以减小体积；SVG中的三相电压型逆变器可由绝缘栅门极晶体管(Insulated  Gate Bipolar Translator，IGBT)或集成门极换流晶闸管(Integrated Gate  Commutated Thyristors，IGCT)搭建，相应地，IGBT或IGCT的驱动电路即为 静止无功发生器的三相电压型逆变器中的功率驱动电路3；SVG中的三相电压 型逆变器的三相输出端分别连接到一个滤波器的一端，三个滤波器的另一端则 分别连接到电网的三相线路中。(参见图1)

图1示出了目前常见的一种TSF的主要结构。如图1所示，TSF的每相由 两个反向并联的晶闸管构成一个晶闸管阀组，TSF每相的晶闸管阀组串联一个 电感L，三个电感的另一端再分别与三个首尾依次相连而呈“三角形连接”的电 容C连接；TSF中的晶闸管阀组的驱动电路即为TSF的功率驱动电路4。

在本发明中，控制器5包括谐波检测模块、电流跟踪模块、脉冲宽度调制 模块(Pulse-Width Modulation，PWM)和混合逻辑判断模块。其中，电流跟踪 模块可以使用目前已有的PID控制器、PR控制器、重复控制器等。经电流跟踪 模块处理后，静止无功发生器SVG能够很好地跟踪补偿检测点(即静止无功发 生器1与晶闸管投切调谐滤波器组2之间的电网)的谐波与无功功率。脉冲宽 度调制模块常用的有SPWM(正弦脉宽调制)、SVPWM(空间矢量脉宽调制) 等。控制器5优选采用数字信号处理器(digital signal processor，DSP)以实现 全数字控制，从而保证控制器的动态性能和稳态精度。控制器5获取由各种传 感器检测到的电网信息，经计算后得到晶闸管投切调谐滤波器TSF的投切信号 以及静止无功发生器SVG的脉冲宽度调制触发信号，以实现大功率无功与谐波 的动态混合补偿。

具体地说，在本发明中，利用电压传感器在电网侧实时获取电网的三相电 压U_a、U_b、U_c，利用电流传感器实时获取静止无功发生器1(SVG)与晶闸管 投切调谐滤波器组2之间的电网的三相电流I_a、I_b、I_c，利用电流传感器实时获 取静止无功发生器SVG输出的三相电流I_Ga、I_Gb、I_Gc，利用电压传感器实时获 取静止无功发生器1(SVG)的直流母线电压U_dc；

本发明对混合补偿系统进行控制的方法具体如下：

控制器5的谐波检测模块依据在电网侧获取的电网的当前三相电压(U_a、 U_b、U_c)、静止无功发生器1与晶闸管投切调谐滤波器组2之间的电网的当前 三相电流(I_a、I_b、I_c)和静止无功发生器1的当前直流母线电压(U_dc)，采用 瞬时功率理论实时计算得到静止无功发生器1与晶闸管投切调谐滤波器组2之 间的电网的三相电流的当前基波无功电流I_sq和当前谐波电流I_ah、I_bh、I_ch；其中， 当前谐波电流I_ah、I_bh和I_ch中均包含有无功功率。

并且，控制器5执行以下步骤：

步骤1)：控制器5的混合逻辑判断模块将静止无功发生器1与晶闸管投切 调谐滤波器组2之间的电网的三相电流的当前基波无功电流I_sq减去晶闸管投切 调谐滤波器组的当前输出电流之和I_Tm，由此得到负载的当前实际基波无功电流 I_q；然后对该当前实际基波无功电流I_q进行求导得到当前实际基波无功电流变 化率dI_q/dt。其中，晶闸管投切调谐滤波器组的当前输出电流之和I_Tm按式(1) 所示的方法得到：

I_Tm＝(S₁+S₂+…+S_m)6πfcU/[(2πf)²lc-1]   (1)

式(1)中，l表示单个晶闸管投切调谐滤波器TSF的串联电感值；c表示 单个晶闸管投切调谐滤波器TSF的电容值；U表示电网的相电压，例如，按中 国标准为220V，按美国标准则为110V；f表示电网的基波频率，例如，按中国 标准为50Hz，按美国标准则为60Hz；S₁,S₂,…S_m表示晶闸管投切调谐滤 波器组的当前第三开关逻辑向量M₃＝(S₁,S₂,…S_m)中的各元素，第三开关 逻辑向量在初始时(即混合补偿系统上电启动的时刻)为(0,0,...0)，其中， 下标m表示混合补偿系统的晶闸管投切调谐滤波器组中可供投切的晶闸管投切 调谐滤波器TSF的总数量，m≥1。

然后，利用当前实际基波无功电流I_q、当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt 以及晶闸管投切调谐滤波器组2的当前第一开关逻辑向量 M₁＝(T₁,T₂,…T_i,…T_m)和当前第三开关逻辑向量 M₃＝(S₁,S₂,…S_m)进行混合逻辑判断得到当前第二开关逻辑向量 M₂＝(H₁,H₂,...H_m)。其中，各开关逻辑向量中的下标m表示混合补偿系统 的晶闸管投切调谐滤波器组中可供投切的晶闸管投切调谐滤波器TSF的总数 量。

进行混合逻辑判断时，区分电网负载动态变化时可能出现的以下十种不同 状态进行不同的处理，分别得到相应的当前第二开关逻辑向量M₂。具体方法如 下：

a)若满足如下公式(3)，则得到如公式(4)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1\le m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(3\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n+k+1＝1 and H_n+k+2＝H_n+k+3＝…＝H_m＝0   (4)

b)若满足如下公式(5)，则得到如式(6)所示的当前第二开关逻辑向 量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1>m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(5\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝1   (6)

c)若满足如下公式(7)，则得到如式(8)所示的当前第二开关逻辑向量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1\le n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(7\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n-(k+2)＝1 and H_n-(k+1)＝H_n-k＝…＝H_m＝0   (8)

d)若满足如下公式(9)，则得到如式(10)所示的当前第二开关逻辑向量M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ |(k+1/2)*I_T|<I_q<|(k+1)*I_T|& \mathrm{and}& k+1>n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(9\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝0   (10)

e)若满足如下公式(11)，则得到如式(12)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k\le m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(11\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n+k＝1 and H_n+k+1＝H_n+k+2＝…＝H_m＝0   (12)

f)若满足如下公式(13)，则得到如式(14)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q>0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k>m-n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(13\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝1   (14)

g)若满足如下公式(15)，则得到如式(16)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k\le n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(15\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_n-(k+1)＝1 and H_n-k＝H_n-k+1＝…＝H_m＝0   (16)

h)若满足如下公式(17)，则得到如式(18)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

$\left(\begin{array}{cccc}|{\mathrm{dI}}_q/\mathrm{dt}|<\mathrm{\Delta and}{M}_1=M_3& \mathrm{and}& I_q<0& \left(a\right)\\ \left|k*I_T\right|<I_q<|(k+1/2)*I_T|& \mathrm{and}& k>n& \left(b\right)\end{array}\right)---\left(17\right)$

H₁＝H₂＝…＝H_m＝0   (18)

i)若满足如下公式(19)，则得到如式(20)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

|dI_q/dt|＜Δ and M₁≠M₃   (19)

H₁＝H₂＝…＝H_n＝1 and H_n+1＝H_n+2＝…＝H_m＝0   (20)

j)若满足如下公式(21)，则得到如式(22)所示的当前第二开关逻辑向量 M₂：

|dI_q/dt|≥Δ   (21)

H₁＝H₂＝…＝H_n＝1 and H_n+1＝H_n+2＝…＝H_m＝0   (22)

在以上a)-j)的十种状态中，a)–h)这前八种状态的第一个公式中均含有 (a)、(b)两个子公式，其求解方法是：对于每一种状态，在满足子公式(a) 的条件下，利用子公式(b)求出k的值，再将k的值代入到第二个公式中求出 当前第二开关逻辑向量的各个元素H₁、H₂、H₃…H_m；下标m表示混合补偿系统 的晶闸管投切调谐滤波器组中可供投切的晶闸管投切调谐滤波器TSF的总数 量；n表示当前时刻晶闸管投切调谐滤波器组中已投入到电网中的晶闸管投切调 谐滤波器TSF的数量，n在初始时(即混合补偿系统上电启动的时刻)的值为0； I_T表示单个晶闸管投切调谐滤波器TSF的输出电流，I_T可由公式(23)计算得 到：

I_T＝6πfcU/[(2πf)²lc-1]   (23)

式(23)中，l表示单个晶闸管投切调谐滤波器的串联电感值，c表示单个 晶闸管投切调谐滤波器的电容值，U表示电网的相电压，f表示电网的基波频 率。

需要说明的是，和第三开关逻辑向量一样，第一开关逻辑向量 M₁＝(T₁,T₂,…T_i,…T_m)在初始时(即混合补偿系统上电启动的时刻)也 为(0,0,...0)。当前第一开关逻辑向量M₁中的每个元素分别对应晶闸管投切 调谐滤波器组中的一个可供投切的晶闸管投切调谐滤波器TSF。当前第一开关 逻辑向量M₁中的元素T_i的取值为1或者0，其中，T_i取值为1时表示晶闸管投 切调谐滤波器组2中的第i个晶闸管投切调谐滤波器TSF投入到电网中，T_i取值 为0时表示晶闸管投切调谐滤波器组2中的第i个晶闸管投切调谐滤波器TSF从 电网中切除。当然，作为本发明的另一种实施方式，也可以在T_i取值为0时表示 晶闸管投切调谐滤波器组2中的第i个晶闸管投切调谐滤波器TSF投入到电网 中，在T_i取值为1时表示晶闸管投切调谐滤波器组2中的第i个晶闸管投切调谐 滤波器TSF从电网中切除。

步骤2)：混合逻辑判断模块判断当前实际基波无功电流变化率dI_q/dt是否 满足以下式(2)，并分以下两种情况进行相应的处理：

|dI_q/dt|＜Δ   (2)

式(2)中，Δ表示正数。Δ的取值大小以不会误判断电流波动且晶闸管投 切调谐滤波器组中的各TSF能够快速响应负载变化为原则。在不会误判断电流 波动的情况下，为使各晶闸管投切调谐滤波器TSF快速响应负载变化，Δ的取 值越小越好。通常，当Δ的值为0.01～1时即可以很好地使晶闸管投切调谐滤波 器TSF快速响应负载的变化。优选地，Δ的取值为0.1。

(Ⅰ)如果满足式(2)，则将当前第二开关逻辑向量赋值给当前第一开关 逻辑向量而得到更新后的第一开关逻辑向量；接着，混合逻辑判断模块一方面 执行步骤3)，一方面开始计时。并且，当混合逻辑判断模块判断其计时时间t_d大 于其预先设定的计时阈值时，则将更新后的第一开关逻辑向量M₁赋值给当前第 三开关逻辑向量而得到更新后的第三开关逻辑向量；再利用更新后的第三开关 逻辑向量通过式(1)计算得到晶闸管投切调谐滤波器组2的更新后的输出电流 之和I_Tm，然后返回执行上述步骤1)。

考虑到实际负载的情况各有不同，本发明的混合逻辑判断模块优选将计时 阈值预先设定在0.02～0.5秒。一般而言，当计时阈值为0.02s到0.5s之间的任 意值时可以满足目前所有的负载类型。

(Ⅱ)如果不满足式(2)，则保持当前第一开关逻辑向量不变。然后，一 方面返回执行上述步骤1)，一方面执行以下步骤3)。

步骤3)：混合逻辑判断模块将当前第一开关逻辑向量M₁分别输出到晶闸管 投切调谐滤波器组2的各晶闸管投切调谐滤波器TSF的功率驱动电路4中而使各 晶闸管投切调谐滤波器TSF得到相应的投切信号；各晶闸管投切调谐滤波器TSF 再按照各自得到的投切信号进行投切，由此补偿负载的大部分无功功率并滤除 特定次谐波。然后执行步骤4)以补偿负载的剩余无功功率和谐波。

如前所述，当前第一开关逻辑向量中的每个元素各与晶闸管投切调谐滤波 器组中的一个可供投切的TSF对应；当前第一开关逻辑向量中的某个元素T_i的取 值为1或0即表示与该元素对应的TSF所获得的投切信号为：指令该TSF投入 到电网中或从电网中切除。由此，各可供投切的TSF的功率驱动电路4可根据 当前第一开关逻辑向量M₁中与其对应的元素的值来获取投切信号，并使晶闸管 投切调谐滤波器组中各可供投切的TSF按照各自获得的投切信号进行投切，从 而实现分级补偿负载的大部分无功功率以及滤除特定次谐波。

本发明通过循环不断地返回执行上述步骤1)，由此构成闭环以不断更新第 一开关逻辑向量，进而相应地更新各可供投切的晶闸管投切调谐滤波器的投切 信号，从而将TSF引入到闭环控制中，消除了TSF的响应时间及其投入到电网 中时的电流冲击对谐波与无功功率补偿精度的影响。

步骤4)：进一步地，控制器5将静止无功发生器1与晶闸管投切调谐滤波 器组2之间的电网的三相电流的当前谐波电流I_ah、I_bh、I_ch作为指令电流对应地 减去静止无功发生器当前输出的三相电流I_Ga、I_Gb、I_Gc，由此得到谐波电流误 差。该谐波电流误差依次经由电流跟踪模块、脉冲宽度调制模块进行处理后分 别得到所述谐波电流误差的脉冲宽度调制信号，静止无功发生器SVG的三相电 压型逆变器中的功率驱动电路3按照该谐波电流误差的脉冲宽度调制信号对静 止无功发生器SVG输出的三相电流进行调制，从而使静止无功发生器SVG输 出的经调制后的三相电流连续补偿负载的剩余无功功率和谐波。由此，本发明 实现了由SVG与TSF动态混合补充负载的全部无功功率和谐波，能够完全避免 负载谐波、负载无功功率以及TSF投切时的冲击电流等流入电网，使电网侧的 电流在任何时刻都完全保持正弦和单位功率因数。

需要说明的是，以上结合具体示例对本发明的技术方案作出了详细的说明， 然而不应据此认定本发明的具体实施方式只局限于这些说明。对于本发明所属 技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的构思的前提下，还可以做出 若干的推演或替换，这些都应当视为在本发明的保护范围内。