一种利用传输预编码减少OFDM系统中ICI的方法

技术领域

本发明涉及无线通信技术，尤其涉及无线传输预处理技术。

背景技术

OFDM系统比单载波系统对载波频率偏移更加敏感，由于信道的时变性以及发射机和接收机之间的相位噪声，都可能导致频率偏差，载波频率的偏移会导致子载波之间正交性遭到破坏，从而产生子载波干扰ICI，如果不采取措施对ICI加以克服，会对系统性能带来非常严重影响。

目前降低ICI的方法主要有频域均衡法，时域均衡法，时域加窗法，ICI自消除法，编码/变换法等。频域均衡法是利用导频信号和训练序列，它能够很好的估计出系统的频率偏差，从而消除子载波干扰ICI，但是其实现复杂，并且需要多余的信息开销。当信道的冲击响应长度较长时，仅仅依靠延长循环前缀的长度来消除前后OFDM符号间的干扰将使系统的效率有较大降低，此时可以在接收端采用时域均衡器减少解调器输入端信号拖尾长度，但必须与频域均衡法结合才能有效地消除ICI。通过对OFDM符号进行加窗改善频率偏移问题，意味着令符号周期边缘的幅值逐渐过渡到零，窗函数的长度越大，从而使带外辐射功率下降得越快，但也会同时降低OFDM符号对时延扩展的容忍程度。ICI自消除法是一种效果明显的ICI消除方法，但是这种方法降低了频率利用率和带宽。编码/变换法通过代数方法设计一个矩阵/变换使信号获得较大的编码增益与分集增益，从而可以容忍部分由于多径衰落导致的干扰，但在接收端接收机变得相当复杂。

发明内容

本发明针对现有技术的上述不足，从新的思路来解决ICI问题，提出了一种利用传输预编码技术消除ICI的方法。将传输预编码技术与OFDM技术结合减小子载波间干扰，通过在发送端对信号进行传输迫零预编码处理，不仅减小OFDM系统中子载波干扰ICI的影响，而且降低了OFDM系统接收端(如下行链路中移动台)的复杂度。

本发明解决上述问题的技术方案为，在发送端对信号采用传输迫零预编码方法进行处理。具体包括以下处理过程，首先，根据OFDM系统的循环前缀将一个有限冲击响应FIR信道转变为一个卷积矩阵信道H，将H矩阵进行FFT变换、IFFT变换后构造一个信道等效矩阵H′＝F^HHF，该等效矩阵H′为一对角矩阵；其次，确定接收端的解调矩阵D；然后，在发送端根据信道等效矩阵H′、解调矩阵D构造一个调制矩阵M；在发送端通过调制矩阵对待发送信号进行预处理，处理后的信号通过信道送到接收方。通过上述方案，减小了OFDM系统中子载波干扰ICI。

本发明采用迫零准则构造调制矩阵M的过程称为传输迫零预编码方法。在采用迫零准则构造调制矩阵的过程中根据发送滤波器增益因子的影响，采用使均方误差MSE最小化的处理方法。

在OFDM系统中采用本发明所述的传输预编码处理后，系统中ICI干扰明显减少，误码率有很大的改善，并且不会降低频率利用率和带宽。另外，由于在构造调制矩阵M前先选择了简单的单位矩阵作为解调矩阵，同时接收端也不再需要进行复杂的信道估计和均衡处理，因此降低了接收机(如移动台)的复杂性，所以本发明特别适合TDD(时分双工)系统的下行链路。

附图说明

图1为传输预编码OFDM系统模型结构原理框图

图2为IMT-20003A信道下采用传输迫零算法预编码OFDM系统的性能

图3为COST207RA信道下采用传输迫零算法预编码OFDM系统的性能

具体实施方式

由于信道的时变性以及发射机和接收机之间的相位噪声，都可能导致频率偏差，载波频率的偏移会导致子载波之间正交性遭到破坏，从而产生子载波干扰ICI，该干扰会对系统性能带来非常严重的影响。为克服上述影响，本发明在发送端对信号采用传输迫零预编码方法，对待发送信号进行传输预编码处理，消除子载波干扰。上述处理过程具体包括以下步骤：

在发送端根据OFDM系统的循环前缀将一个有限冲击响应FIR信道转变为卷积矩阵信道H；发送端控制处理器调用公式H′＝F^HHF，由FFT变换矩阵F、IFFT变换矩阵F^H对卷积矩阵信道H进行FFT变换、IFFT变换，即构造一个信道等效矩阵H′；其次，确定接收端的解调矩阵D；发送端根据接收端的解调矩阵、信道等效矩阵构造调制矩阵M；在发送端通过调制矩阵对待发送原始信号进行预处理后通过信道发送到接收端。

下面针对附图和具体实施例对本发明的实施作具体描述。

传输预编码OFDM系统模型结构原理框图如图1所示。

传输预编码技术是一种面向接收的线性预处理技术，其基本原理为优先确定接收端的解调方法，根据TDD系统上下行链路信道信息互惠的特点，在上行链路进行信道估计就可以得到下行链路的信道信息，该信道信息可表示成矩阵形式，用H矩阵表示，发送端对H矩阵进行相应变换构造信道等效矩阵，根据接收端的解调矩阵D和信道等效矩阵H′在发送端构造调制矩阵M。

为叙述简单，在这里只考虑系统配置一发一收天线的情况，但本发明可以方便地推广到MIMO系统等多天线情况。

(I)根据OFDM系统的循环前缀将一个有限冲击响应FIR信道转变为一个卷积矩阵信道H，对H进行变换获得信道等效矩阵H′。

在发射端(如基站)利用上行链路的接收信息进行信道估计，根据OFDM系统的循环前缀就可以得到下行链路的信道冲击响应：h＝[h(0)，h(1)，...h(l)]^T。

假设N个数据符号d_n，n＝1，2，…N，该数据符号取自于有限集合V＝{v₁，v₂，…，v_M}，如果选用QPSK调制方式，就有V＝{1+j，-1+j，1-j，-1-j}。数据符号的矢量形式为：

d＝(d₁，d₂…d_N)^T    (1)

假设M为待确定的传输预编码的调制矩阵，通过该调制矩阵的预处理后，将信号d调制为发送的信号s，即：s＝Md    (2)

通过OFDM系统中的循环前缀CP的作用将一个FIR信道h＝[h(0)，h(1)，...h(l)]^T变为一个卷积矩阵信道[H]_i，j：

[H]_i，j＝h((i-j)modN)    (4)

我们用F表示接收端的FFT变换(傅立叶变换)矩阵：

$>{\left[F\right]}_{n,k}=(1/\sqrt{N})\exp (-j2\mathrm{\pi nk}/N)---\left(5\right)$>

那么发送端的IFFT变换(傅立叶逆变换)矩阵可以表示为F^H。在发送端对卷积矩阵信道H进行FFT变换、IFFT变换，即控制器调用公式：

H′＝diag(H(0)，...H(N-1))＝F^HHF    (6)

通过上述公式对H进行变换，这样可以获得信道等效矩阵H′。该信道等效矩阵H′为一个对角矩阵，其中

$>H\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L}{\Sigma }}h\left(l\right)\exp (-\mathrm{jl}2\mathrm{\pi n}/N)---\left(7\right)$>

通过等效矩阵信道后接收信号e可以表示为：

e＝H′s+n＝F^HHFs+n＝F^HHFMd+n    (8)

(II)选择接收端的解调矩阵D

选择接收端的解调矩阵，解调矩阵D的选择方法有很多种，由于本发明在发送端对信号进行了传输迫零预编码处理，接收端也不再需要进行复杂的信道估计和均衡处理，在接收端可选择简单的解调矩阵对接收信号进行解调，为了降低接收机(移动台)的复杂性，所以需要选择尽可能简单的解调矩阵。为此，我们选择单位矩阵D＝I，这样，在接收端仅需要简单的匹配滤波处理即可。

接收端采用单位矩阵D对接收信号e进行解调，于是解调后的数据为：

$>\hat{q}=\mathrm{De}=H^{\prime }s=H^{\prime }\mathrm{Md}---\left(9\right)$>

可以看出，采用传输预编码技术后，在下行链路接收端解调时，接收端(移动终端)不需要进行复杂的信道估计就可以完成数据检测。

(III)在发送端采用迫零准则构造调制矩阵M

本发明采用迫零准则构造调制矩阵M，构造所述调制矩阵的过程即为传输线性迫零算法(TxZF)，根据所构造的调制矩阵M的结构，即确定了发送端的传输预编码处理方法。TxZF是在迫零准则的约束下，采用使均方误差MSE最小化的预处理方法，在处理方法中我们考虑发送滤波器增益因子β的影响，修正的MSE为：

$>ϵ(M,\beta )=E\left[{\left|\right|d-{\beta }^{-1}\hat{d}\left|\right|}_2^2\right]---\left(10\right)$>

改写上面(9)式可以得到：

$>\hat{q}=H^{\prime }\mathrm{Md}+n==\mathrm{diag}\left[H^{\prime }M\right]d+\overline{\mathrm{diag}}\left[H^{\prime }M\right]d+\underset{‾}{n}$>(11)

              144442 44443 144442 44443   {

                useful    interference  noise

上式第一项为有用信号，第二项为干扰，第三项为噪声。为消除干扰，设置第二项为零，这样有：

$>ϵ(M,\beta )=E\left[{\left|\right|{\beta }^{-1}n\left|\right|}_2^2\right]$>(12)

由于滤波器增益因子β和n、M独立，最小化ε(M，β)等同于最小化β^-2。

因此有

$>[M_{\mathrm{ZF}},{\beta }_{\mathrm{ZF}}]=\arg \underset{M,\beta }{\min }{\beta }^{-2}$>  s.t.:H′M＝βI  (13)

从而得到TxZF算法的调制矩阵M为：

M_ZF＝H′^H(H′H′^H)^-1＝(F^HHF)^H((F^HHF)(F^HHF)^H)^-1    (14)

(IV)解调处理

调制矩阵M对发送端待发送的原始信号d进行传输预编码处理，调制生成调制数据s，调制数据s经信道等效矩阵H′处理后得到接收数据e，接收端解调矩阵D对接收到数据e进行解调，得到解调信号为

$>\hat{d}=\mathrm{De}=H^{\prime }{M}_{\mathrm{ZF}}d=H^{\prime }{H}^{\prime H}{\left(H^{\prime }{H}^{\prime H}\right)}^{-1}d$>(15)

对发送端信号进行传输预编码处理后，上述解调信号中没有ICI干扰项，这样ICI干扰明显减少，误码率有很大的改善，提高了非线性预编码OFDM系统性能，并且实现简单，不需要多余的信息开销。由于在构造调制矩阵M前考虑了解调矩阵的影响，接收端不再需要进行复杂的信道估计和均衡处理，因此降低了接收机(移动台)的复杂性。所以本发明特别适合TDD系统的下行链路。

以下通过具体的应用实例对本发明的实施及效果作进一步说明。

利用MATLAB仿真TD-SCDMA3G系统下行链路环境，采样频率1.6e6Hz，256子载波，子载波间隔6.25KHz，实际使用载波数240(可供16个用户使用，每个用户15个数据子载波)，OFDM符号周期长度160μs，循环前缀长度8.75μs。

信道采用COST207RA信道(信道冲激响应有效长度W＝2)和IMT-20003A信道(W＝4)。假设基站完全知道适合一个下行链路的信道冲激响应，即信道冲激响应估计无误，尽管这种假设是理想化的，但它提供了可能达到的性能上限。

图2比较了在IMT-2000 3A信道下传统的OFDM系统与采用传输迫零预编码OFDM系统的误比特方面性能，从图中不难看出，在误码率为10^-1时有大概3dB的改善。图3比较了在COST 207 RA信道下传统的OFDM系统与采用传输迫零预编码OFDM系统的误比特方面性能，从图中不难看出，在误码率为10^-3时有大概6dB的改善。上图中，横坐标为信道噪声，纵坐标为误码率，其中TxZF表示传输线性迫零算法，Noprecoding表示采用传统的OFDM系统。

上述结果显示，采用传输预编码后的OFDM系统中ICI干扰明显减少，误码率有很大的改善，这说明采用传输预编码来减小ICI的影响是可行和有效的。