电子计量器和快速从科里奥利流量计信号中确定多相流体的质量分数的方法

具体实施方式

图1-20和下面详细描述的具体示例教导本领域技术人员如何进行和使用本发明的最佳模式。为了教导有创造性的原理，已简化或省略了一些传统方面。本领域技术人员可以理解，这些示例的变形落入了本发明的范围。本领域技术人员可以理解，下面描述的特征可以以各种方式组合，以形成本发明的多种变形。因此，本发明不限于下面描述的具体示例，而是通过权利要求书和它们的等价物来限定。

图1示出了科里奥利流量计5，其包括计量组件10和电子计量器20。计量组件10响应于处理材料(process material)的质量流量和密度。通过导线100，电子计量器20连接到计量组件10，以在通道26上方提供密度、质量流量和温度信息，以及与本发明不相关的信息。尽管对于本领域技术人员来说，本发明可实施为振动管比重计是明显的，其中该振动管比重计没有科里奥利质量流量计提供的额外的测量能力，但是仍然描述了科里奥利流量计的结构。

计量组件10包括一对支管150和150′、具有凸缘颈部110和110′的凸缘103和103′、一对平行流管130和130′、驱动机构180、温度传感器190和一对速度传感器170L和170R。流管130和130′具有两个基本上直的入口支路131和131′和出口支路134和134′，该入口支路131和131′与出口支路134和134′在流管安装块120和120′处朝彼此会聚。流管130和130′沿着它们的长度在两个对称位置处弯曲，并且在它们的整个长度上基本上平行。撑杆140和140′用来限定轴W和W′，每一根流管绕该轴W和W′振荡。

流管130和130′的侧支路131、131′和134、134′固定连接到流管安装块120和120′，这些块依次固定连接到支管150和150′。这提供了穿过科里奥利流量计组件10的连续封闭材料通路。

当具有孔102和102′的凸缘103和103′通过入口端104和出口端104′连接到携带有正被测量的处理材料的处理管线(未示出)时，穿过凸缘103中孔101的该流量计材料入口端104通过支管150引导到具有表面121的流管安装块120。在支管150里，材料被分配并引入流管130和130′。通过存在的流管130和130′，处理材料重新混合到支管150′中的单一流中，并且之后被引入出口端104′，该出口端通过具有螺纹孔102′的凸缘103′连接到处理管线(未示出)。

选择流管130和130′并且合适地安装到流管安装块120和120′，以分别绕弯曲轴W-W和W′-W′具有基本相同的质量分布、惯性矩(moment of inertia)和杨氏模量(Young′s modulus)。这些弯曲轴穿过撑杆140和140′。因为流管的杨氏模量随温度改变，并且该变化影响流量和密度的计算，所以将抗温探测器(RTD)190安装到流管130′上，以持续测量流管温度。因此，通过流经流管的材料温度来控制该流管温度和给定电流经过RTD出现的电压。在RTD上出现的温度相关电压通过电子计量器20以已知的方法使用来补偿流管130和130′的弹性系数变化，该弹性系数变化由流管温度的任何变化引起。该RTD通过导线195连接到电子计量器20。

在流量计的第一异相弯曲模式下，通过驱动器180绕它们各自的弯曲轴W和W′在相反方向上驱动两个流管130和130′。该驱动机构180可包括任何一种已知的布置，例如磁铁安装到流管130′上且相对的线圈安装到流管130上，并通过该线圈为振荡两根流管传递交流电流。通过电子计量器20，合适的驱动信号经由导线185施加到驱动机构180上。

电子计量器20接收导线195上的RTD温度信号，并且分别在导线165L和165R上出现左和右速度信号。电子计量器20产生出现在导线185上的驱动信号以驱动部件180和振动管130和130′。电子计量器20处理左和右速度信号以及RTD信号，以计算流经计量组件10的材料的质量流量和密度。该信息与其它信息一起通过电子计量器20经由通路26施加到应用装置29。

图2示出了根据本发明实施例的电子计量器20。该电子计量器20可包括接口201和处理系统203。该电子计量器20从计量组件10接收第一和第二传感器信号，诸如拾取/速度传感器信号。该电子计量器20处理第一和第二传感器信号，以获得流经计量组件10的流体材料的流动特性。例如，电子计量器20可从这些传感器信号确定例如一个或多个相差、频率、时差(Δt)、密度、质量流量和体积流量。此外，其它流动特性可根据本发明确定。下面将讨论这些确定。

与现有技术的这些确定相比，相差确定和频率确定大大加快并且更加精确和可靠。在一个具体实施例中，不需要任何频率参考信号，可直接从仅仅一个传感器信号的相移获得该相差确定和频率确定。这有利地减少了用以计算流动特性所需的处理时间。在另一个具体实施例中，从两个传感器信号的相移获得相差，而仅从一个相移信号获得频率。这样增加了这两个流动特性的精确度，并且与现有技术相比，可更快地确定这两个流动特性。

现有技术的频率确定方法通常花费1-2秒来进行。相反，根据本发明的频率确定可在如50毫秒(ms)一样少的时间内进行。取决于该处理系统的类型和结构、振动响应的采样速率、滤波器尺寸、抽取(decimation)速率等等，甚至可预期更快的频率确定。在50ms的频率确定速率下，根据本发明的电子计量器20可比现有技术快约40倍。

接口201经由图1的导线100接收来自速度传感器170L和170R之一的传感器信号。该接口201可进行任何需要的或期望的信号调节，例如任何方式的格式化、放大、缓存等。可选择地，在该处理系统203中可执行一些或全部的信号调节。

此外，接口201可使电子计量器20和外部装置之间进行通信。接口201可进行任何方式的电子、光学或无线通信。

在一个具体实施例中的接口201耦合到数字转换器202，其中该传感器信号包括模拟传感器信号。数字转换器202采样并数字化模拟传感器信号并产生数字传感器信号。该数字转换器202还可进行任何需要的抽取，其中该数字传感器信号可被抽取以减小需要处理的信号量，并减小处理时间。该抽取将在下面更详细地讨论。

处理系统203管理电子计量器20的操作，并处理来自流体计量组件10的流体测量结果。该处理系统203执行一个或多个处理程序，因此处理这些流体测量结果，以产生一个或多个流动特性。

处理系统203可包括通用计算机、微处理器系统、逻辑电路或一些其它通用目的和惯用处理装置。处理系统203可分布在多个处理装置之间。处理系统203可包括任何类型的集成或独立的电子存储介质例如存储系统204。

处理系统203处理传感器信号210，以从该传感器信号210确定一个或多个流动特性。例如，该一个或多个流动特性可包括流体材料的相差、频率、时差(Δt)、质量流量和/或密度。

在示出的具体实施例中，处理系统203从两个传感器信号210和211以及单个传感器信号相移213确定流动特性。处理系统203可从两个传感器信号210和211以及单个传感器信号相移213至少确定相差和频率。因此，第一或者第二相移传感器信号(例如一个上游或下游拾取信号)可通过根据本发明的处理系统203而被处理，以确定流体材料的相差、频率、时差(Δt)和/或质量流量。

存储系统204可存储流量计参数和数据、软件程序、常数值和变量值。在一个具体实施例中，存储系统204包括通过处理系统203执行的程序。在一个具体实施例中，该存储系统204存储相移程序212、相差程序215、频率程序216、时差(Δt)程序217和流动特性程序218。

在一个具体实施例中，存储系统204存储用于操作科里奥利流量计5的变量。一个具体实施例中的存储系统204存储变量，例如第一传感器信号210和第二传感器信号211，这些传感器信号从速度/拾取传感器170L和170R接收。此外，存储系统204可存储产生的90度相移213，从而确定流动特性。

在一个具体实施例中，存储系统204存储从流体测量结果获得的一个或多个流动特性。一个具体实施例中的存储系统204存储流动特性，例如相差220、频率221、时差(Δt)222、质量流量223、密度224和体积流量225，这些流动特性都是从传感器信号210确定的。

相移程序212对输入信号即传感器信号210执行90度相移。在一个具体实施例中，该相移程序212执行希尔伯特变换(下面讨论)。

相差程序215使用单个90度相移213来确定相差。还可使用额外的信息来计算该相差。在一个具体实施例中，从第一传感器信号210、第二传感器信号211和90度相移213计算该相差。确定的相差可存储在存储系统204的相差220中。当从90度相移213确定相差时，可比现有技术更快地计算和获得该相差。这可在具有高流速的流量计应用中或者在多相流动发生的应用中提供临界差。此外，该相差可独立于传感器信号210或211的频率来确定。而且，因为该相差独立于频率确定，因此相差中的误差分量就不包括频率确定的误差分量，即在相差测量中没有混合误差。因此，在现有技术的相差基础上，相差误差减小。

频率程序216从90度相移213确定频率(例如通过第一传感器信号210或第二传感器信号211表示的)。该确定的频率可存储在存储系统204的频率221中。当从单个90度相移213确定频率时，与现有技术相比，可更快地计算和获得该频率。这可在具有高流速的流量计应用中或者在多相流动发生的应用中提供临界差。

时差(Δt)程序217确定第一传感器信号210和第二传感器信号211之间的时差(Δt)。该时差(Δt)可存储在存储系统204的时差(Δt)222中。该时差(Δt)基本上包括确定的相位除以确定的频率，因此用于确定质量流量。

流动特性程序218可确定一个或多个流动特性。例如，该流动特性程序218可使用确定的相差220和确定的频率221，以完成这些附加的流动特性。可以理解，对于这些确定来说，需要附加信息，例如质量流量或密度。流动特性程序218可从时差(Δt)222并因此从相差220和频率221来确定质量流量。确定质量流量的公式在Titlow等人的美国专利5,027,662中给出了，这里通过参考引入。该质量流量与计量组件10中流体材料的质量流量相关。同样，流动特性程序218还可确定密度224和/或体积流量225。确定的质量流量、密度和体积流量可分别存储在存储系统204的质量流量223、密度224和体积225中。此外，通过电子计量器20可将流动特性传送到外部装置。

图3是根据本发明具体实施例的科里奥利流量计中处理传感器信号的方法的流程图300。在步骤301中，接收第一和第二传感器信号。第一传感器信号可以包括上游或下游拾取传感器信号。

步骤302中，可调节这些传感器信号。在一个具体实施例中，该调节可包括滤波以去除噪声和不期望的信号。在一个具体实施例中，该滤波可包括带通滤波，该带通滤波中心在期望的科里奥利流量计5的基础频率周围。此外，也可执行其它调节操作，例如放大、缓存等等。如果传感器信号包括模拟信号，则该步骤还可包括任何类型的采样、数字化和抽取，执行这些采样、数字化和抽取以产生数字传感器信号。

在步骤303中，产生单个90度相移。该90度相移包括传感器信号的90度相移。该90度相移可通过任何类型的相移机构或操作进行。在一个具体实施例中，对数字传感器信号进行操作，使用希尔伯特变换来进行该90度相移。

在步骤304中，使用单个90度相移计算相差。还可使用附加信息以计算该相差。在一个具体实施例中，从第一传感器信号、第二传感器信号和单个90度相移来确定该相差。该相差包括响应信号中的相差，即，在拾取传感器中，由于振动的计量组件10中的科里奥利效应，所以这种情况是可理解的。

在计算中不需要任何频率值的情况下，确定最终的相差。与使用频率计算的相差相比，该最终的相差可更快地获得。与使用频率计算的相差相比，该最终的相差具有更高的精确度。

在步骤305中，计算频率。根据本发明的频率有利地从90度相移计算。一个具体实施例中的频率利用90度相移和对应的传感器信号，该90度相移从该对应的传感器信号获得。该频率是第一传感器信号和第二传感器信号之一的振动响应频率(这两个传感器信号的频率在操作中基本相等)。该频率包括该流管或这些流管响应于驱动器180产生的振动的振动频率。

不需要任何独立的频率参考信号，而获得这样导出的频率。在比现有技术更快的操作中，从单个90度相移获得该频率。最终的频率与现有技术计算的频率相比具有更高的精确度。

在步骤306中，计算流体材料的质量流量。从步骤304和305中计算的最终相差和最终频率中计算该质量流量。此外，质量流量计算可从该相差和频率计算时差(Δt)，最终使用该时差(Δt)计算质量流量。

在步骤307中，可选地确定密度。该密度可作为一个流动特性来确定，并且可例如从该频率来确定。

在步骤308中，可选地确定体积流量。该体积流量可作为一个流动特性来确定，并且可例如从质量流量和密度来确定。

图4示出了根据本发明具体实施例的电子计量器20。与图2中相同的部件用相同附图标记表示。

该具体实施例中的电子计量器20包括第一传感器信号210和第二传感器信号211。处理系统203处理第一和第二(数字)传感器信号210和211，以从这些信号确定一个或多个流动特性。如前所述，该一个或多个流动特性可以包括流体材料的相差、频率、时差(Δt)、质量流量、密度和/或体积流量。

在示出的该具体实施例中，处理系统203仅仅从该两个传感器信号210和211确定流动特性，而不需要任何外部频率测量结果也不需要外部频率参考信号。处理系统203可从这两个传感器信号210和211至少确定相差和频率。

如前所述，存储系统204存储相移程序212、相差程序215、频率程序216、时差(Δt)程序217和流动特性程序218。存储系统204存储第一传感器信号210和第二传感器信号211。存储系统204还存储第一90度相移213和第二90度相移以确定流动特性，该第一90度相移213和第二90度相移从这些传感器信号产生。如前所述，存储系统204存储相差220、频率221、时差(Δt)222、质量流量223、密度224和体积流量225。

相移程序212对输入信号，包括对第一传感器信号210和对第二传感器信号211执行90度相移。一个具体实施例中的相移程序212进行希尔伯特变换(下面讨论)。

相差程序215使用第一90度相移213和第二90度相移214确定相差。还可使用额外的信息来计算该相差。在一个具体实施例中，从第一传感器信号210、第二传感器信号211、第一90度相移212和第二90度相移213计算该相差。如前所述，确定的相差可存储在存储系统204的相差220中。当利用第一和第二90度相移确定相差时，可比现有技术更快地计算和获得该相差。这可在具有高流速的流量计应用中或者在多相流动发生的应用中提供临界差。此外，该相差可独立于传感器信号210和211的频率来确定。而且，因为该相差独立于频率确定，因此相差中的误差分量就不受频率确定的误差分量影响，即，在相差测量中没有混合误差。因此，在现有技术的相差基础上，相差误差减小。

频率程序216从第一90度相移213和第二90度相移214确定频率(例如通过第一传感器信号210或第二传感器信号211表示的)。如前所述，该确定的频率可存储在存储系统204的频率221中。当从第一和第二90度相移确定频率时，与现有技术相比，可更快地计算和获得该频率。这可在具有高流速的流量计应用中或者在多相流动发生的应用中提供临界差。

时差(Δt)程序217确定第一传感器信号210和第二传感器信号211之间的时差(Δt)。如前所述，该时差(Δt)可存储在存储系统204的时差(Δt)222中。该时差(Δt)基本上包括确定的相位除以确定的频率，并因此用于确定质量流量。

如前所述，流动特性程序218可确定质量流量、密度和/或体积流量中的一个或多个。

图5是根据本发明具体实施例的科里奥利流量计中处理第一和第二传感器信号的方法流程图500。在步骤501中，接收第一传感器信号。在一个具体实施例中，第一传感器信号包括上游或下游拾取传感器信号。

在步骤502中，接收第二传感器信号。在一个具体实施例中，第二传感器信号包括下游或上游拾取传感器信号(即与第一传感器信号相反)。

在步骤503中，可调节这些传感器信号。在一个具体实施例中，该调节可包括滤波以去除噪声和不期望的信号。在一个具体实施例中，如前所述，该滤波可包括带通滤波。此外，也可执行其它调节操作，例如放大、缓存等等。如果传感器信号包括模拟信号，则该步骤还可包括任何类型的采样、数字化和抽取，执行这些采样、数字化和抽取以产生数字传感器信号。

在步骤504中，产生第一90度相移。该第一90度相移包括第一传感器信号的90度相移。该90度相移可通过任何类型的机构或操作来执行。在一个具体实施例中，对数字传感器信号进行操作，使用希尔伯特变换来进行该90度相移。

在步骤505中，产生第二90度相移。该第二90度相移包括第二传感器信号的90度相移。与第一90度相移一样，该90度相移可通过任何类型的机构或操作进行。

在步骤506中，使用第一90度相移和第二90度相移计算第一传感器信号和第二传感器信号之间的相差。还可使用附加信息以计算该相差。在一个具体实施例中，从第一传感器信号、第二传感器信号、第一90度相移和第二90度相移来确定该相差。该相差包括响应信号中的相差，即，在两个拾取传感器中，由于振动的计量组件10中的科里奥利效应，所以这种情况是可以理解的。

在计算中不需要任何频率值的情况下，确定最终的相差。与使用频率计算的相差相比，可更快地获得该最终的相差。与使用频率计算的相差相比，该最终的相差具有更高的精确度。

在步骤507中，计算频率。根据本发明的频率有利地从第一90度相移和第二90度相移计算。一个具体实施例中的频率利用这些90度相移和对应的传感器信号获得，从该对应的传感器信号获得这些90度相移。该频率是第一传感器信号和第二传感器信号之一的振动响应频率(这两个传感器信号的频率在操作中基本相等)。该频率包括该流管或这些流管响应于驱动器180产生的振动的振动频率。

不需要任何独立的频率参考信号，而获得这样得到的频率。在比现有技术更快的操作中，从这些90度相移获得该频率。最终的频率与现有技术计算的频率相比具有更高的精确度。

在步骤508中，计算流体材料的质量流量。该质量流量从步骤506和507中计算的最终相差和最终频率中计算。此外，质量流量计算可从该相差和频率中计算时差(Δt)，最终使用该时差(Δt)计算质量流量。

在步骤509中，如前所述，可选地确定密度。

在步骤510中，如前所述，可选地确定体积流量。

图6是根据本发明具体实施例的处理系统203一部分的结构图。在该图中，这些方块表示处理电路或处理动作/程序。该结构图600包括1阶滤波器块601、2阶滤波器块602、希尔伯特变换块603和分析块604。该LPO和RPO输入包括左拾取信号输入和右拾取信号输入。该LPO或RPO可包括第一传感器信号。

在一个具体实施例中，1阶滤波器块601和2阶滤波器块602包括在处理系统203中实施的数字有限脉冲响应(RIR)多相抽取滤波器。这些滤波器提供滤波和抽取一个或两个传感器信号的最优方法，在相同的时序下并且在相同的抽取速率下进行该滤波和抽取。可替换地，1阶滤波器块601和2阶滤波器块602可包括有限脉冲响应(IIR)滤波器或其它合适的数字滤波器或滤波器处理。然而，可以理解在说明书和权利要求书的范围内，可预期其它滤波处理和/或滤波的实施例。

图7示出了根据本发明具体实施例的希尔伯特变换块603的细节。在示出的该具体实施例中，希尔伯特变换块603包括LPO支路700和RPO支路710。该LPO支路700包括与LPO滤波器块702并联的LPO延迟块701。同样，RPO支路包括与RPO滤波器块712并联的RPO延迟块711。LPO延迟块701和RPO延迟块711引导采样延迟。因此，LPO延迟块701和RPO延迟块711选择LPO和RPO数字信号样本，该LPO和RPO数字信号样本在时序上晚于LPO滤波器块702和RPO滤波器块712滤波的LPO和RPO数字信号样本。LPO滤波器块702和RPO滤波器块712对输入的数字信号样本进行90度相移。

希尔伯特变换块603是用以提供相位测量的第一步骤。希尔伯特变换块603接收被滤波、抽取的LPO和RPO信号，并执行希尔伯特变换。希尔伯特变换产生LPO和RPO信号的90度相移版本，即，它产生原始的、同相(I)信号分量的90相移(Q)分量。因此，与原始的同相(I)信号分量LPO I和RPO I一起，希尔伯特变换块603的输出提供新的90度相移(Q)分量LPO Q和RPO Q。

希尔伯特变换块603的输入可表示为：

LPO＝A_lpo cos(ωt)    (2)

RPO＝A_rpo cos(ωt+φ)    (3)

通过希尔伯特变换，其输出变成：

LPO_hilbert＝A_lpo sin(ωt)    (4)

RPO_hilbert＝A_rpo sin(ωt+φ)    (5)

结合原始项与希尔伯特变换的输出产生：

LPO＝A_lpo[cos(ωt)+isin(ωt)]＝A_lpo e^j(ωt)    (6)

RPO＝A_rpo[cos(ωt+φ)isin(ωt+φ)]＝A_rpo e^j(ωt+φ)    (7)

图8和9是根据本发明具体实施例的分析块604两个独立分支的结构图。分析块604是最后阶的频率、微分相位和德尔塔T(Δt)测量结果。图8是包括第一分支的相位部分604，该第一分支从同相(I)和90度相移(Q)分量确定相差。图9是频率部分604b，频率部分604b从单个传感器信号的同相(I)和90度相移(Q)分量确定频率。该单个传感器信号可包括LPO信号，如示出的，或者可选择地包括RPO信号。

在图8的具体实施例中，分析块604的相位部分604a包括连接块801a和801b、共轭块802、复数乘法块803、滤波器块804和相位角度块805。

连接块801a和801b接收传感器信号的同相(I)和90度相移(Q)分量并传递它们。共轭块802对传感器信号(这里为LPO信号)进行复共轭，并形成负的虚信号。复数乘法块803将RPO信号与LPO信号相乘，执行下面的方程(8)。滤波器块804进行数字滤波，例如前述的FIR滤波。滤波器块804可包括多相抽取滤波，利用该多相抽取滤波以从传感器信号的同相(I)和90度相移(Q)分量中去除谐波分量，并且抽取该信号。可选择滤波系数以提供输入信号的抽取，例如抽取因子为10。相位角度块805从LPO信号和RPO信号的同相(I)和90度相移(Q)分量中确定相位角度。该相位角度块805执行下面示出的方程(11)。

图8中示出的相位部分604a执行下面的等式：

$\overline{\mathrm{LPO}}\times \mathrm{RPO}=A_{\mathrm{lpo}}{e}^{-j\left(\mathrm{\omega t}\right)}\times A_{\mathrm{Rpo}}{e}^{j(\mathrm{\omega t}+\phi )}=A_{\mathrm{lpo}}\times A_{\mathrm{Rpo}}{e}^{j(-\mathrm{\omega t}+\mathrm{\omega t}+\phi )}---\left(8\right)$

其中是LPO的复共轭，假设：

A_Rpo＝A_Lpo＝A    (9)

然后：

$\overline{\mathrm{LPO}}\times \mathrm{RPO}=A^2{e}^{j\left(\phi \right)}{A}^2[\cos \left(\phi \right)+i\sin \left(\phi \right)]---\left(10\right)$

最终的微分相位角为：

$\phi ={\tan }^{-1}\left[\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right]---\left(11\right)$

图9是根据本发明分析块604的频率部分604b的结构图。频率部分604b可工作在左或右拾取信号(LPO或RPO)上。示出的该具体实施例中的频率部分604b包括连接块901、复共轭块902、采样块903、复数乘法块904、滤波器块905、相位角度块906、常数块907和除法块908。

如前所述，连接块901接收传感器信号的同相(I)和90度相移(Q)分量并传递它们。共轭块902对传感器信号(这里为LPO信号)进行复共轭，并形成负的虚信号。延迟块903引入采样延迟到频率部分604b，因此，选择在时序上较老的数字信号采样。该时序上较老的数字信号采样乘以复数乘法块904中的当前数字信号。复数乘法块904将LPO信号与LPO共轭信号相乘，执行下面的方程(12)。滤波器块905进行数字滤波，例如前述的FIR滤波。滤波器块905可包括多相抽取滤波，利用该多相抽取滤波以从传感器信号的同相(I)和90度相移(Q)分量中去除谐波分量，并且抽取该信号。可选择滤波系数以提供输入信号的抽取，例如抽取因子为10。相位角度块906从LPO信号的同相(I)和90度相移(Q)分量中确定相位角度。该相位角度块906执行下面的方程(13)的一部分。该常数块907提供因子，如等式(14)所示，该因子包括采样速率F_s除以两倍pi。除法块908执行等式(14)的除法操作。

频率部分604b执行下面的方程：

${\overline{\mathrm{LPO}}}_{(n-1)}\times {\mathrm{LPO}}_{\left(n\right)}=A_{\mathrm{lpo}}{e}^{-j\left({\mathrm{\omega t}}_{-1}\right)}\times A_{\mathrm{Lpo}}{e}^{j\left(\mathrm{\omega t}\right)}={A^2}_{\mathrm{lpo}}{e}^{j(\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})}---\left(12\right)$

因此，两个连续样本之间的角度为：

$\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1}={\tan }^{-1}\left[\frac{\sin (\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})}{\cos (\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})}\right]---\left(13\right)$

其是左拾取的角频率，转换成赫兹：

$f_{\mathrm{lpo}}=\frac{(\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})\times \mathrm{Fs}}{2\pi }---\left(14\right)$

其中，F_s是希尔伯特转换块603的速率。在前述例子中，“Fs”约为2kHz。

图10是在一般条件下的流量计拾取传感器信号的功率频谱密度图。该流量计的基础频率为图的最高峰值，且位于约135Hz。该图还示出了该频谱中的几个其它的大峰值(第一非基础模式是频率在约1.5倍基础模式频率下的扭曲模式)。这些峰值包括流量计的谐波频率，并且还包括其它的、不期望的传感器模式(即扭曲模式、第二弯曲模式等等)。

图11示出了根据单相移具体实施例的可替换希尔伯特变换块603′。该具体实施例中的希尔伯特变换块603′包括LPO支路1100和RPO支路1110。该LPO支路1100包括与滤波器块702并联的延迟块701。该具体实施例中的RPO支路1110仅包括延迟块701。如前所述，该延迟块701引入采样延迟。如前所述，滤波器块702对输入的数字信号样本进行90度相移。可以理解，可替换的希尔伯特变换块603′可正好对RPO信号进行相移。

该处理实施例利用仅仅一个传感器信号的希尔伯特变换/相移来获得频率和相差(见图2-3)。这大大地减少了进行相位测量所需要的计算数量，并且大大地减少了获得质量流量所需的计算数量。

该实施例中，希尔伯特变换块603′的输出将提供左或右传感器信号、但不是两者的90度相移(Q)分量。在下面的示例中，对该LPO信号进行了相移。

LPO＝A_lpo cos(ωt)

(26)

RPO＝A_rpo cos(ωt+φ)

(27)

利用希尔伯特变换，该输出变成：

LPO_hilbert＝A_lpo sin(ωt)

(28)

RPO＝A_rpo cos(ωt+φ)

(29)

结合LPO原始项与希尔伯特变换的输出(即通过90度相移)，产生：

LPO＝A_lpo[cos(ωt)+isin(ωt)]＝A_lpoe^j(ωt)    (30)

而RPO保持相同：

$\mathrm{RPO}=A_{\mathrm{rpo}}\cos (\mathrm{\omega t}+\phi )=A_{\mathrm{rpo}}\left[\frac{e^{j(\mathrm{\omega t}+\phi )}+e^{-j(\mathrm{\omega t}+\phi )}}{2}\right]---\left(31\right)$

图12示出了单个相移实施例的分析块604a’。该具体实施例中的分析块604a’包括一个连接块801、复数乘法块803、低通滤波器块1201和相位角度块805。该具体实施例中的分析块604a’执行下面的等式：

$\mathrm{LPO}\times \mathrm{RPO}=A_{\mathrm{lpo}}{e}^{-j\left(\mathrm{\omega t}\right)}\times A_{\mathrm{rpo}}\left[\frac{e^{j(\mathrm{\omega t}+\phi )}+e^{-j(\mathrm{\omega t}+\phi )}}{2}\right]=\frac{A_{\mathrm{lpo}}\times A_{\mathrm{Rpo}}}{2}[e^{j(-\mathrm{\omega t}+\mathrm{\omega t}+\phi )}+e^{j(\mathrm{\omega t}+\mathrm{\omega t}+\phi )}]---\left(32\right)$

低通滤波器块1201包括低通滤波器，该低通滤波器去除复数乘法块803产生的高频分量。低通滤波器块1201可进行任何类型的低通滤波操作。乘法操作的结果产生两个项。由于(-ωt)和(ωt)项可互相抵消，所以项(-ωt+ωt+φ)结合并简化为仅仅相位φ项(DC结果)。在两倍频率下，该(ωt+ωt+φ)项简化为(2ωt+φ)。因为该结果是两项和的结果，所以高频项(2ωt+φ)可去除。这里关注的唯一信号是DC项。高频项(2ωt+φ)可利用低通滤波器从结果中滤波掉。低通滤波器的截止可定位在0到2ω之间的任何位置。

滤波后，结果为：

$\mathrm{LPO}\times \mathrm{RPO}=A^2{e}^{j\left(\phi \right)}=\frac{A^2}{2}[\cos \left(\phi \right)+i\sin \left(\phi \right)]---\left(33\right)$

因此，微分相位角为：

$\phi ={\tan }^{-1}\left[\frac{\sin \left(\phi \right)}{\cos \left(\phi \right)}\right]---\left(34\right)$

通过对一个拾取信号而不是对两个拾取信号进行希尔伯特变换，有利地减小了在科里奥利质量流量计中进行相位和频率估计所需的计算负荷。因此，该相位和频率可利用两个传感器信号、但只利用一个90度相移来确定。

图13示出了与现有技术相比的本发明传感器处理，其中比较每一个时差(Δt)值。该图表示出了包括气流(例如气泡)的流体材料。在该条件下，因为相位和频率计算速率，所以流体噪声基本上在新的算法中减小。从图可见，本发明获得的结果没有显示现有技术(Δt)测量中反映出的那些大峰值和谷值。

本发明不同于现有技术。首先，现有技术通常利用拾取信号和独立频率源来确定拾取频率，例如驱动器信号发送到驱动器系统以确定振动响应频率。相反，本发明通过对两个传感器信号中的一个传感器信号移相来确定频率。现有技术不能从传感器信号的相移来确定振动响应频率。

其次，大多数现有技术流量计利用现有技术频率确定来确定拾取信号之间的相差。因此，现有技术频率确定中包括的任何误差都包括在现有技术相差确定中，组合了现有技术质量流量确定中的整个误差。相反，本发明从一个或两个相移传感器信号、而不利用任何频率确定来直接确定相差。因此，任何误差项仅仅是相差确定中的相位操作和相位测量的结果，并不受任何频率确定误差影响。

第三，现有技术利用单独确定的外部频率来确定质量流量。通常，现有技术还利用已经通过独立确定的外部频率获得的相差。因此，现有技术中，质量流量可受到频率确定中任何误差的两次影响，因此精确度和可靠性不令人满意。相反，本发明中，独立获得频率确定和相差确定。因此，本发明的频率确定和相差确定包括小得多的误差分量。因此，利用本发明的该电子计量器和方法，大大减小了质量流量确定中的误差量。因此，根据本发明的密度和体积流量也提高了精确度和可靠性。

第四，现有技术的频率确定花费相对长的时间。在流体材料包括两相或三相流体时，例如包括夹带固体和/或夹带气体(如气泡)的流体，现有技术频率确定花费1-2秒以提供稳定和相对精确的频率测量。相反，根据本发明的频率和相差确定可很快地获得，例如在毫秒或几百毫秒数量级上。也可在更少的时间内获得从该频率和相差导出的所有流动特性。

图14示出了本发明另一具体实施例的电子计量器20。如前所述，该具体实施例的电子计量器20可包括接口201、数字转换器202、处理系统203和存储系统204。与其它具体实施例中相同的组成和/或程序采用相同的附图标记。可以理解，该图的电子计量器20可包括各种其它的组件和/或程序，例如前述的组件和/或程序。

操作时，电子计量器20处理来自计量组件10的第一和第二传感器信号，以确定流经流量计5的流体材料中流动分量的质量分数。质量分数是两相流中第一流体分量和第二流体分量之间的质量流量比。该质量分数可用于确定各种流体分量的质量。例如该流体可包括流体分量和气体分量。该流体材料的总质量流量可与质量分数相乘，以获得一个或多个流体分量质量流量和气体分量质量流量。该流体可包括任何类型的流体，且该气体可包括任何类型的气体。该气体可例如包括空气。下面的讨论将集中在流体中的空气，但可以理解，本发明可应用于任何气体。

电子计量器20从流量计接收和处理计量组件10的频率响应1410，例如第一传感器信号1410和第二传感器信号1411。该电子计量器20将频率响应1410分解成气体频率分量1412和流体频率分量1416。电子计量器20从频率响应1410确定整个密度(ρ_mix)1420。同样，从气体频率响应1412确定气体分量密度(ρ_gas)1420。电子计量器20利用该频率响应1410与一个或多个气体频率分量1412和流体频率分量1416来确定气体的空隙度1418。电子计量器20还利用空隙度1418、整个密度1420和气体密度1421来确定质量分数1419。将该质量分数(mf)定义为：

$\mathrm{mf}=\frac{m_1}{m_1+m_2}---\left(35\right)$

一个具体实施例中，质量分数包括气体质量分数(mf_gas)。该气体质量分数包括：

${\mathrm{mf}}_{\mathrm{gas}}=\frac{m_{\mathrm{gas}}}{m_{\mathrm{gas}}+m_{\mathrm{fluid}}}---\left(36\right)$

然而可以理解，可替换地，本发明可在流体材料中确定流体质量分数(mf_fluid)(或任何其它质量分数)。该流体质量分数(mf_fluid)包括气体质量分数的补数：

${\mathrm{mf}}_{\mathrm{fluid}}=\frac{m_{\mathrm{fluid}}}{m_{\mathrm{gas}}+m_{\mathrm{fluid}}}---\left(37\right)$

然而，为了简化，该讨论将集中在气体质量流量(mf_gas)。

第一传感器信号1410和第二传感器信号1411包括随时间变化的电子信号，该电子信号例如来自拾取传感器170L和170R的信号基本上连续地通过电子计量器20接收和处理。频率响应1410可利用前述处理块确定(见图6-7和9)。有利的是，当利用前述高速频率确定时，本发明可快速、精确且可靠地确定气体的空隙度1418。

该具体实施例中的处理系统203可包括空隙度程序1401、陷波滤波器程序1402和质量分数程序1405。处理系统203还可包括一个或多个滤波器或滤波器程序，例如低通滤波器程序1403和高通滤波器程序1404。可替换地，该一个或多个滤波器或滤波器程序可包括陷波滤波器结构或其它可滤去窄带频率的滤波器结构。处理系统203还可包括频率响应1410、空隙度1418和质量分数1419，它们可分别存储频率响应测量值、空隙度确定和质量分数确定。处理系统203还可包括流体频率分量1416和气体频率分量1412，它们可存储用于空隙度和质量分数确定的工作频率值。处理系统203还可包括整个密度1420、气体分量密度1421和流体分量密度1422，它们存储用于空隙度和质量分数确定的工作密度值。

频率响应1410包括混合频率(f_mix)，其中频率响应1410可包括气体频率分量(f_gas)1412和流体频率分量(f_fluid)1416。将混合频率(f_mix)分解成这些频率分量并确定这些频率分量后，可确定该空隙度和质量分数。任何时候，频率响应1410可包括任何量的气体频率分量(f_gas)1412(即夹带的气体)。

图15是空气、流体和混合的空气/流体混合物(即包括所夹带气体的流体)的流量计频率响应图。流经流量计的流体材料中的气体密度与流体密度不同。因为可从测量的频率中导出密度，所以与空气相关的频率与流体的频率也不同。这对于其它气体或气体混合物也是正确的。

计算频率的方程为：

$\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1}={\tan }^{-1}\left[\frac{\sin (\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})}{\cos (\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})}\right]---\left(38\right)$

其中ω是科里奥利流量计的角频率。ω_-1项表示来自前面或更早的采样周期的角频率样品。该角频率ω转换为以赫兹(Hz)为单位的频率，给出了：

$f_{\mathrm{fluid}}=\frac{(\mathrm{\omega t}-{\mathrm{\omega t}}_{-1})\times F_s}{2\pi }---\left(39\right)$

该等式假定仅仅存在一个频率。如果存在两个频率，当在夹带空气的情况下(空气频率和流体材料流体的频率)时，那么该新等式变成了：

$f_{\mathrm{mix}}=\frac{F_s}{2\pi }\left({\tan }^{-1}\right[\frac{{A^2}_{\mathrm{fluid}}\sin ({\omega }_{\mathrm{fluid}}t-{\omega }_{\mathrm{fluid}}{t}_{-1})+{A^2}_{\mathrm{air}}\sin ({\omega }_{\mathrm{air}}t-{\omega }_{\mathrm{air}}{t}_{-1})}{{A^2}_{\mathrm{fluid}}\cos ({\omega }_{\mathrm{fluid}}t-{\omega }_{\mathrm{fluid}}{t}_{-1})+{A^2}_{\mathrm{air}}\cos ({\omega }_{\mathrm{air}}t-{\omega }_{\mathrm{air}}{t}_{-1})}\left]\right)---\left(40\right)$

其中f_mix是整个流体材料的频率响应，包括气体频率分量(f_gas)和流体频率分量(f_fluid)。

再次参考图14，低通滤波器程序1403进行低通滤波。低通滤波器通过基本低于低通截止频率的低频。因此，低通滤波器可用于去除高频。

高通滤波器程序1404进行高通滤波。高通滤波器通过基本上高于高通截止频率的高频。因此，高通滤波器可用于去除低频。

陷波滤波器程序1402进行陷波滤波。陷波滤波器滤去窄带频率，该窄带频率中心位于该陷波滤波器频率响应的“槽口”(notch)。只有该槽口中的频率被陷波滤波器滤去。因此，陷波滤波器对于去除来自频率响应1410的已知的、不期望的频率非常有用。

空隙度程序1401确定流体材料中的空隙度(通常为气体)。可从流体分量的密度来确定空隙度，其中整个密度(ρ_mix)包括气体分量密度(ρ_gas)和流体分量密度(ρ_fluid)的和。

密度(ρ)基本包括：

$\rho \cong {\left(\frac{1}{f}\right)}^2---\left(41\right)$

其中f是流体频率分量1416的频率测量值(即f_mix)。可利用流体频率分量1416来计算流体分量密度(ρ_fluid)1422。在一个具体实施例中，流体频率分量1416包括平均混合物频率。气体分量密度(gas)1421可利用气体频率分量1412计算。因此，将气体的空隙度1418计算为流体分量密度(ρ_fluid)1422减去整个密度(ρ_mix)1420，除以流体分量密度(ρ_fluid)1422减去气体分量密度(ρ_gas)1421。空隙度计算具有下面的形式：

$\mathrm{Void}\_\mathrm{Fraction}=\frac{{\rho }_{\mathrm{fluid}}-{\rho }_{\mathrm{mix}}}{{\rho }_{\mathrm{fluid}}-{\rho }_{\mathrm{gas}}}---\left(42\right)$

最终的气体空隙度1418反映了流体材料中气液比。

质量分数程序1405从频率响应1410来确定质量分数1419。在一个具体实施例中，质量分数程序1405利用确定的空隙度(VF)1418和获得的密度值，以计算质量分数1419。

质量(m)和体积(V)与密度(ρ)相关。因此，密度包括：

$\rho =\frac{m}{v}---\left(43\right)$

因此，质量分数(mf)可简化为：

$\mathrm{mf}=\frac{m_1}{m_1+m_2}=\frac{m_1}{m_{\mathrm{mix}}}=\frac{{\rho }_1{V}_1}{{\rho }_{\mathrm{mix}}{V}_{\mathrm{mix}}}---\left(44\right)$

因为空隙度(VF)包括体积比：

$\mathrm{VF}=\frac{V_1}{V_{\mathrm{mix}}}---\left(45\right)$

那么质量分数(mf)包括：

$\mathrm{mf}=\mathrm{VF}*\frac{{\rho }_1}{{\rho }_{\mathrm{mix}}}---\left(46\right)$

因此，可从空隙度(VF)、气体分量密度(ρ_gas)1421和整个密度(ρ_mix)1422中确定质量分数。气体分量密度(ρ_gas)1421和整个密度(ρ_mix)1422可分别从气体频率分量1412和频率响应1410中确定。

可以理解，如果气体或流体是已知的，那么仅仅需要气体频率分量1412和流体频率分量1416之一。例如，如果该气体包括空气，那么可假定标准空气频率响应(和密度)。因此，可滤波掉已知的气体或流体频率，并且仅仅需要一个滤波步骤。

电子计量器20可额外地确定其它流动特性，例如整个质量流量、分量质量流量、分量体积等。电子计量器20可与计量组件10通信，其中该计量组件10可包括产生频率响应的任何类型流量计。在一个具体实施例中，该计量组件10包括科里奥利流量计。在另一个具体实施例中，计量组件10包括振动密度计。

图16是根据本发明具体实施例确定流经流量计的流体材料中流体分量质量分数的方法流程图1600。在步骤1601中，接收频率响应。例如，频率响应被接收在电子计量器20中。频率响应包括响应于具有流体材料的振动计量组件10的频率。

在步骤1602中，将该频率响应分解成气体频率分量1412和流体频率分量1416。这是可能的，因为频率响应1410包括与流体材料中气体流量相关的气体频率分量以及与流体流量相关的流体频率分量。如前所述，该分解可通过一个或多个滤波器进行。

在步骤1603中，从该频率响应确定整个密度(ρ_mix)。整个密度(ρ_mix)反映组合的流体和气体流体分量的密度。如前所述，整个密度(ρ_mix)基本包括一除以频率响应(即该频率响应的倒数)的平方。

在步骤1604中，从气体频率分量(f_gas)中确定气体分量密度(ρ_gas)。气体分量密度(ρ_gas)正好反映气流分量的密度。

在步骤1605中，如前所述，气体的空隙度(VF)1418利用频率响应1410、气体频率分量1412、和流体频率分量1416来确定。最终的气体空隙度1418可表示为比值、百分比或其它测量值。

在步骤1606中，如等式46所示，从空隙度(VF)1418以及气体密度(ρ_gas)与整个密度(ρ_mix)之比来确定质量分数。

图17是根据本发明具体实施例确定流经流量计的流体材料中流体分量质量分数的方法流程图1700。将该频率响应分解成流体和气体频率分量的一个方法包括进行两次滤波操作。一次滤波操作包括使用第一滤波器滤波频率响应，所述第一滤波器基本上滤去气体频率分量并基本上通过流体频率分量。第二次滤波操作包括使用第二滤波器滤波该频率响应，该第二滤波器基本上滤去流体频率分量并基本上通过气体频率分量。因此，第一滤波器输出流体频率分量，而第二滤波器输出气体频率分量。

在步骤1701中，如前所述，接收响应信号。

在步骤1702中，通过第一滤波器滤波该频率响应。第一滤波器基本滤去气体频率分量并基本通过流体频率分量(见图18)。在一个具体实施例中，第一滤波器包括低通滤波器，其中该低通滤波器的低通截止频率基本上在流体频率分量以上。因此，低通滤波器基本通过流体频率分量并基本滤去气体频率分量。

在步骤1703中，通过第二滤波器滤波该频率响应。第二滤波器基本滤去流体频率分量并基本通过气体频率分量。在一个具体实施例中，第二滤波器包括高通滤波器，其中该高通滤波器的高通截止频率基本上在气体频率分量以下(但在流体频率分量以上)。因此，高通滤波器基本通过气体频率分量并基本滤去流体频率分量。

在步骤1704中，如前所述，确定整个密度(ρ_mix)。

在步骤1705中，如前所述，确定气体密度(ρ_gas)。

在步骤1706中，如前所述，气体的空隙度1418利用频率响应1410、气体频率分量1412和流体频率分量1416来确定。

在步骤1707中，如前所述，确定质量分数1419。

图18是频率图表，其示出了根据本发明实施例的低通和高通滤波器响应，该低通和高通滤波器响应用于分解成流体频率分量和气体频率分量。该图的下部线条表示包括流体频率分量波瓣和气体频率分量波瓣的流量计频率响应。上部线条包括沿着截止频率的低通滤波器响应和高通滤波器响应。这里，对于低通滤波器和高通滤波器的截止频率的中心基本上都位于上述两个波瓣之间。低通滤波器和高通滤波器可具有共同的截止频率，或者可以具有不同的截止频率，这取决于流体和气体频率分量而定。可以看到，低通滤波器将输出流体频率分量，高通滤波器将输出气体频率分量。因此，这两个滤波器可将频率响应1410分解成气体频率分量1412和流体频率分量1416。

分解成流体和气体频率分量的另一方法包括滤波单个的、已知的频率分量并利用滤波操作通过的频率分量来确定流体和气体分量密度。例如，在流体材料中的气体为空气的情况下，那么可配置该滤波操作以滤波相对窄的频带，该相对窄的频带以一般的空气频率响应为中心。随后，从频率响应导出的整个密度以及从剩下的流体频率分量导出的流体密度分量可用于确定空气密度项。例如，在气体已知为大气压下空气的情况下，滤波器(例如陷波滤波器)可用于基本上滤去该频率响应的空气频率分量。因此，整个密度(ρ_mix)1420可从频率响应1410中计算，流体分量密度(ρ_fluid)1422可从流体频率分量1416中计算。因此，空气分量密度(ρ_gas)1421包括：

ρ_mix＝ρ_fluid(1-VF)+ρ_gas    (47)

该等式可改写为：

ρ_mix＝ρ_fluidφ_fluid-ρ_gasφ_gas    (48)

可替换地，可以理解的是，流体频率分量可去除/滤波掉，并且空隙度可利用气体频率分量确定。如前所述，在该流体拥有已知的特征频率响应和密度的情况下，可进行单个频率去除。因此，单个频率去除的方法可去除流体频率分量或气体频率分量。

在一个具体实施例中，可通过一个或多个滤波器去除单个频率分量，而其它频率分量可通过该滤波操作。一个具体实施例中的一个或多个滤波器包括陷波滤波器。除了窄带范围内的频率(即频率响应中的槽口)之外，陷波滤波器通过所有频率。可替换地，一个或多个滤波器可包括任何令人满意的滤波器或滤波器组合。

图19是根据本发明具体实施例确定流经流量计的流体材料中流体分量质量分数的方法流程图1900。步骤1901中，如前所述，接收频率响应1410。

步骤1902中，通过陷波滤波器处理该频率响应。陷波滤波器通过槽口以下或以上的频率，例如在该具体实施例中通过该气体频率响应以上或以下的频率。因此，陷波滤波器基本上滤去气体频率分量1412。陷波滤波器基本通过流体频率分量1416。

图20是陷波滤波器频率响应图。在示出的示例中，该槽口以气体频率为中心。该陷波滤波器基本通过该槽口以上和以下的所有频率，并且该陷波滤波器基本上仅仅滤去气体频率。

再次参考图19，步骤1903中，如前所述，确定整个密度(ρ_mix)。

步骤1904中，如前所述，确定气体密度(ρ_gas)。

步骤1905中，如前所述，确定气体的空隙度1418。

步骤1906中，如前所述，确定质量分数1419。

如果需要，那么根据本发明的电子计量器和方法可依照任何实施例来实施，以获得几个优点。本发明可确定两相流中的质量分数。本发明可确定多相流中的质量分数。本发明可确定气体质量分数或流体质量分数。本发明可确定空气的质量分数。本发明可确定单个流体分量的质量，例如气体流体分量流量和流体流体分量流量。本发明可提供更好精确度和可靠性的质量分数确定。本发明可提供与现有技术相比更快的质量分数确定，同时消耗更少的处理时间。