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非理想信道的多天线系统发射模式和调制方式选择方法

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本发明提供一种非理想信道的多天线系统发射模式和调制方式选择方法，在瑞利信道模型下，设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，在不同调制方式下分别仿真得到系统误码率曲线。根据系统误码率要求，得到复用系统和分集系统满足该误码率要求的理想信噪比门限，然后在实际通信系统中，利用理想信噪比门限和非理想信道信息的均方误差得到非理想信噪比门限，并将其与当前系统的信噪比相比较，选择一种满足误码率要求的、频谱效率最大的发射模式和调制方式反馈到发射端。发射机根据反馈信息调整当前的发射模式和调制方式。本发明能根据当前系统环境和非理想信道信息的均方误差，正确选择多天线的发射模式和调制方式，显著提高系统的频谱效率。

著录项

公开/公告号CN101247158A

专利类型发明专利
公开/公告日2008-08-20

原文格式PDF
申请/专利权人上海交通大学;
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申请/专利号CN200810034872.4
发明设计人何晨;林文峰;蒋铃鸽;
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申请日2008-03-20
分类号H04B7/04;H04L1/06;
代理机构上海交达专利事务所;
代理人毛翠莹
地址 200240 上海市闵行区东川路800号
入库时间 2023-12-17 20:36:43

法律信息

法律状态公告日

法律状态信息

法律状态
2016-05-11

未缴年费专利权终止 IPC(主分类):H04B7/04 授权公告日:20120229 终止日期:20150320 申请日:20080320

专利权的终止
2012-02-29

授权

授权
2008-10-15

实质审查的生效

实质审查的生效
2008-08-20

公开

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说明书

技术领域

本发明涉及一种非理想信道的多天线系统发射模式和调制方式选择方法，具体涉及一种应用信道估计的均方误差调整当前多天线系统所采用的发射模式和调制方式的方法。属于无线通信系统中多天线自适应发射技术领域。

背景技术

最近几年的研究表明，在发射机和接收机采用多个天线，构成的多输入多输出(MIMO)系统，能够显著提高系统容量、质量和可靠性。与单入单出(SISO)系统相比，MIMO系统具有显著的优势。因此，MIMO技术成为下一代通信系统的关键技术，引起了人们广泛的研究兴趣。随着无线通信和互联网络技术的发展，人们对宽带多媒体等高速数据业务无线传输的需求日益迫切。然而移动通信的频谱资源是很有限的，未来移动通信系统需要提供比现有系统更高的传输速率、更稳定的性能，并且能够满足多种业务的不同服务质量(QoS)的要求。同时，无线通信所要面对的应用环境也将会越来越复杂。它不仅要能够适应室内低速移动环境，还要能够适应室外高速多变的环境。在这些不同的环境下，希望它都要能够满足用户的QoS要求。

分集和复用是多天线系统广泛采用的两种发射模式。分集可以提高系统抗衰落能力，复用可以显著提高系统的频谱效率。根据实际的信道环境和系统的QoS要求，如何选择一种合适的发射模式成为现在的一个研究热点。在发送速率一定的条件下，根据空时码的成对错误概率，2005年R.W.Heath，Jr(R.W.Heath，Jr and A.J.Paulraj，“Switching between diversity andmultiplexing in MIMO systems，”IEEE Trans.Commun.vol.53，no.6，June2005.)等人提出了基于最小欧氏距离准则的复用和分集切换算法。在接收端，根据估计的信道信息，分别计算复用和分集系统的空间最小欧氏距离，确定发射端的发射模式。在准静态瑞利衰落信道条件下，仅需要反馈一个比特信息。自适应的复用和分集切换系统比单独采用复用或分集的系统能够获得更好的误码率性能。但是该方法需要根据瞬时信道进行反馈，不适用于高速移动的环境，具有一定的局限性。并且，以前的方法针对的都是接收机具有理想信道信息的情况，实际通信系统，接收机是无法获得理想信道信息的。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种非理想信道的多天线系统发射模式和调制方式选择方法，能够根据实际的非理想信道的均方误差和系统信噪比，更加准确的选择一种满足系统要求的发射模式和调制方式，显著提高系统的频谱效率。

为实现这一目的，本发明首先在瑞利信道模型下，假设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，在不同的调制方式下，分别仿真得到复用系统和分集系统的误码率曲线。根据系统设定的误码率要求，在每种调制方式下，得到复用系统和分集系统满足该误码率要求的最小信噪比门限，称为理想信噪比门限。然后，在实际的通信系统中，利用理想信噪比门限和非理想信道信息的均方误差得到新的信噪比门限，称为非理想信噪比门限。将非理想信噪比门限与当前系统的信噪比相比较，接收机选择一种满足误码率要求的、频谱效率最大的发射模式和调制方式，反馈到发射端。发射机根据反馈的信息，调整当前的发射模式和调制方式。

本发明的方法包括如下具体步骤：

1、在复用系统中，在瑞利信道模型下，假设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，仿真得到复用系统的误码率曲线。

2、在分集系统中，在瑞利信道模型下，假设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，仿真得到分集系统的误码率曲线。

3、根据复用系统和分集系统的误码率曲线，针对系统所采用的每个调制方式，分别得到满足系统设定的误码率要求的最小信噪比门限，该门限为理想信噪比门限。

4、在实际的多天线系统中，接收机利用发射机的训练序列，采用最小二乘信道估计算法，得到估计的信道信息，也称为非理想信道信息，并计算出非理想信道信息的均方误差。

5、利用非理想信道信息和它的均方误差计算得到新的条件高斯信道模型的均值和方差。

6、利用条件高斯信道模型的均值和方差，根据成对错误概率公式和理想信道信噪比门限，分别计算复用系统和分集系统的满足系统误码率要求的非理想信噪比门限。

7、将所得的非理想信噪比门限与当前系统的信噪比相比较，在满足系统设定的误码率要求前提下，接收机选择一种频谱效率最大的发射模式和调制方式，反馈到发射机。

8、发射机根据反馈信息，调整当前的发射模式和调制方式。

本发明方法将理想信道下的信噪比门限和非理想信道信息的均方误差结合起来，得到非理想信道信息的信噪比门限。它适用于实际的非理想信道情况下的发射模式和调制方式的选择。仿真结果表明：本发明能根据当前系统的环境和非理想信道信息的均方误差，正确选择多天线的发射模式和调制方式，显著提高系统的频谱效率。

附图说明

图1为分集系统的误码率曲线图。

图2为复用系统的误码率曲线图。

图3为自适应切换系统的频谱效率图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步描述。

考虑一个2个发射天线和2个接收天线的多天线系统。复用系统经过调制的发射符号经过串并转换，分别通过两个天线发射出去。分集系统的调制符号，先经过空时编码，然后再通过相应的天线发射。假设系统的信道模型为瑞利信道模型。具体的实施步骤如下：

1、在复用系统中，假设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，调制方式为二进制相移键控(BPSK)和四进制相移键控(QPSK)方式下，仿真得到复用系统的误码率曲线。

2、在分集系统中，假设接收机具有理想信道信息，采用最大似然检测器，调制方式为四进制相移键控(QPSK)和16进制正交幅度调制(16QAM)方式下，仿真得到分集系统的误码率曲线。

3、根据复用系统和分集系统的误码率曲线，针对每个调制方式，分别得到满足系统设定的误码率为0.01的最小信噪比门限，该门限为理想信噪比门限。

4、在实际的多天线系统中，接收机利用发射机的训练序列，接收到的符号向量y^p＝X^ph+z，采用最小二乘算法，可以得到估计的信道，即非理想信道为：

$\hat{h} = {({(X^{p})}^{H} X^{p})}^{- 1} {(X^{p})}^{H} y^{p} = h + e$

其中：X_p为发射的正交训练序列，并且接收机已知；z为均值为0，方差为N₀的高斯白噪声。h为理想的信道信息，e为信道估计误差，其为高斯分布。由此得到非理想信道信息的均方误差为 $σ_{e}^{2} = N_{0} / K,$ 其中K为训练序列的长度。

5、利用非理想信道信息和它的均方误差计算得到新的条件高斯信道模型的均值和方差。接收机采用最大似然检测器，需要最大化条件概率其中y为数据对应的接收符号向量，X为发射符号矩阵。由于估计的信道服从高斯分布，因此是一个条件高斯概率密度函数，可以计算得到它的均值和方差为：

$E (y | \hat{h}) = E (y) + C_{y \hat{h}} C_{\hat{h} \hat{h}}^{- 1} (\hat{h} - E (\hat{h}))$

$= \frac{u}{σ} X \hat{h}$

$C_{y | \hat{h}} = C_{yy} - C_{y \hat{h}} C_{\hat{h} \hat{h}}^{- 1} C_{\hat{h} y}$

$= (N_{0} + (N_{t} ({1 - μ}^{2}))) I$

其中， $u = \frac{1}{\sqrt{1 + σ_{e}^{2}}},$ $σ^{2} = 1 + σ_{e}^{2},$ 由此可以得到新的条件高斯信道模型。

6、利用条件高斯信道模型的均值和方差，得到成对错误概率公式：

$PEP \leq N_{e} Q (\sqrt{\frac{Es}{(N_{0} + (N_{t} (1 - μ^{2}))) I} d_{\min}^{2} (\frac{u}{σ} \hat{h})})$

其中 $d_{\min}^{2} (\hat{h}) : = \min_{m \neq k} {| | (X^{(m)} - X^{(k)}) \hat{h} | |}^{2},$ 为空间最小欧氏距离。由此可以得到非理想信道条件下的等效信噪比为：

${\hat{E}}_{SNR} = \frac{Es}{N_{0} + 2 Es (1 - μ^{2})}$

其中Es为发射符号能量。利用理想信噪比门限SNR_{T_PCSI}，计算得到新的信噪比门限，也称为非理想信噪比门限：

${SNR}_{T_ICSI} = \frac{{SNR}_{T_PCSI}}{1 - {SNR}_{T_PCSI} (1 - μ^{2})}$

7、将所得的非理想信噪比门限与当前系统的信噪比相比较，在满足系统设定的误码率要求前提下，接收机选择一种频谱效率最大的发射模式及调制方式，反馈到发射机。

8、发射机根据接收到的反馈信息，调整当前的发射模式和调制方式。

图1为分集系统的误码率曲线，图2为复用系统的误码率曲线。它们包括了理想信道和非理想信道的均方误差为0.01的误码率曲线。表1为根据图1和图2得到理想信噪比门限。表2为本发明方法计算得到的非理想信噪比门限。从图1和图2可看出，表2的计算结果很好的匹配了图1和图2的仿真结果。因此本发明方法能准确的计算非理想信道信息的信噪比门限。

表1.理想信噪比门限

空间模式频谱效率(BPS＝2)频谱效率(BPS＝4) 复用 9.0 13.0 分集 6.1 12.5

表2.非理想信噪比门限(信道估计均方误差为0.01)

空间模式频谱效率(BPS＝2)频谱效率(BPS＝4) 复用 9.5 13.95 分集 6.27 13.34

图3是经过自适应发射模式和调制方式选择的系统频谱效率。由图3可见，在非理想信道信息下，本发明能满足系统的误码率要求，显著提高系统的频谱效率。

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