在通信系统中对干扰加噪声的级别进行估计的方法及设备

具体实施方式

图1是表示通信系统结构的图。

在通信系统中，发射器20通过通信信道50向至少一个接收机10发射信号。该信号代表导频符号(pilot symbol)或数据。

作为例子并且以非限定的方式，本发明可应用于基于正交频分复用(OFDM(orthogonal frequency division multiplexing))的无线电通信系统。

优选地，信号经由频率间隔或子载波和/或时间间隔的块被发射。这些块被称作“资源块”或“组块(chunk)”。组块包括至少一个频率子载波和一个时间间隔，或组块包括优选连续的频率子载波的群，或也优选连续的时间间隔的群。

根据本发明，干扰加噪声的级别在信道估计之前被估计，即无需使用对瞬时信道衰落的任何估计。

本发明提出了在频率子载波和时间间隔的至少一个组块上对干扰加噪声瞬时级的估计，其中至少一个导频符号被映射到该至少一个组块上。

对于包含N_p个导频符号的组块，第n个所接收的导频符号具有以下标准形式：

$r_n=\sqrt{E_s}{h}_n{s}_n+v_n=a_n{s}_n+b_n;$   $\forall n=1...N_p,$

其中E_s是代表被发射的导频符号的所接收到的信号部分的所接收的能量，h_n是瞬时信道衰落，s_n是第n个所发射的导频信号，以及v_n是方差E_v的相应第n个干扰加噪声分量。

在上面等式中给出的第n个所接收的导频信号假设没有相位误差。如果发生相位误差，则第n个所接收的导频信号于是可以被表示成：

   $\forall n=1...N_p,$

其中表示影响该第n个所接收的导频符号的相位误差。一般由在区间[φ₀，φ₁]中的均匀分布被建模，其中φ₀和φ₁是对处于考虑中的系统特定的两个参数。

本发明的发明人发现，通过对至少一个所接收的导频符号应用适当的滤波，可能精确地提取影响给定组块的干扰加噪声E_v的级别。

通过c＝[c₀，...，c_L-1]^T表示长度L的有限脉冲响应滤波器的系数的列向量，滤波器的第m个输出被获得为：

$y_m=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{c}_l^{*}\frac{r_l^{\left(m\right)}}{s_l^{\left(m\right)}}=c^H{x}^{\left(m\right)},$

其中，[.]^*表示[.]的共轭，[.]^H表示[.]的转置共轭，以及x^(m)与用于提供滤波器的第m个输出y_m的L个所接收的导频符号的向量相关。

如在上面的等式中所示，x^(m)是由用于提供第m个滤波器输出y_m的L个所接收的导频符号除以其相应的导频符号而产生的。

因为发射机和接收机知道所述导频符号，所以相应的导频符号是由发射机所发射的导频符号。

通过为给定组块计算滤波器输出处的符号的能量，得到：

$E_y=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\left|y_m\right|}^2=c^H\left(\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{x}^{\left(m\right)}{x}^{\left(m\right)H}\right)c=c^H\mathrm{Rc},$

其中M表示与给定组块有关的滤波器输出的数量。R是LxL维的矩阵，其可以被分解为：

R＝E_sГ+E_vD。

LxL维矩阵Г代表影响L个滤波器输入的组的信道系数的实际相关性。该矩阵Г是厄米的(Hermitian)，即，Г＝Г^H。LxL维矩阵D是对角矩阵，其元素是正的，并且是所发射的导频符号的函数，如下所给出：

$d_l=\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}\frac{1}{{\left|s_l^{\left(m\right)}\right|}^2}.$

对于给定组块的滤波器输出{y_m}的能量于是可以被写成：

$E_y=E_v{c}^H\mathrm{Dc}(1+\mathrm{SIR}\frac{c^H\mathrm{\Gamma c}}{c^H\mathrm{Dc}}),$

其中SIR＝E_s/E_v是信号与干扰加噪声比(Signal to Interference plus noiseRatio)。

通过选择滤波器的系数c，在某种程度上维持在上述等式中的包含SIR的第二项比1小很多，于是可以提取干扰加噪声级E_v的估计为：

根据本发明，最佳的滤波器系数c根据下列准则被确定：

用于以上最小化问题的解决方案被找到为$c_{\mathrm{opt}}={\sqrt{D}}^{-1}{u}_{\min },$其中u_min是与矩阵的最小特征值有关的特征向量，其中是由矩阵D的元素的平方根的逆组成的对角矩阵。

这里需要指出的是，在变型方案中，u_min是与矩阵的最小特征值之一有关的特征向量。

根据该变型方案，u_min是与低于预定门限的最小特征值之一有关的特征向量。

使用实际信道相关矩阵Г的近似值并了解矩阵D，于是对于给定的滤波器尺寸L可以离线地确定最佳的滤波器c。

这里需要指出的是，该信道相关矩阵Г从信道的功率延迟分布图和多普勒频谱的理论或实验模型被确定，并且在相位误差的情况下也从该相位误差的理论或实验统计分布来确定。

作为第一实例，在单载波频分多址(SC-FDMA(Single Carrier FrequencyDivision Multiple Access))系统中，该系统专用于第三代合作伙伴项目(3GPP)-长期演进(LTE)中的上行链路空中接口，其中长度L＝3的有限脉冲响应滤波器被应用于经由相邻子载波所发射的12个导频符号的输入组，信道相关矩阵Г的以下近似值Г₀从具有等于4.6875μs的保护间隔持续时间的矩形功率延迟分布图中来获得，后者是对系统特定的参数：

${\Gamma }_0=\left(\begin{array}{ccc}1& 0.9919& 0.9678\\ 0.9919& 1& 0.9919\\ 0.9678& 0.9919& 1\end{array}\right).$

因此找到最佳的滤波器系数为：

c＝[0.4105；-0.8143；0.4105]。

这里需要指出的是，对在3GPP-LTE中的SC-FDMA特定地，导频符号从Zadoff-Chu序列被确定，该序列元素的绝对值都等于归一值(unitary value)，并且因此矩阵D等于单位矩阵(identity matrix)。

在这样的情况下，用于最小化问题$c_{\mathrm{opt}}=\underset{c}{\arg \min }\frac{c^H\mathrm{\Gamma c}}{c^H\mathrm{Dc}}$的解决方案被认为c_opt＝u_min，其中u_min是与信道相关矩阵Г₀的最小特征值有关的特征向量，并且通过给出的干扰加噪声级的估计由于c^HDc＝1而简化为${\hat{E}}_v=E_y.$

作为第二实例，在针对3GPP-LTE中的下行链路空口接口特定的正交频分多址(OFDMA)系统中，其中长度L＝7的有限脉冲响应滤波器被应用于经由具有等于6的规则间隔的不同子载波所发射的10个导频符号的输入组，信道相关矩阵Г的近似值Г₀从信道功率延迟分布图的实验模型和在区间[0，13°]中的相位误差的归一分布被确定。由与Г₀的最小特征值有关的特征向量所给定的最佳滤波器的系数被认为是：

c＝[0.0742+0.0454i；-0.0596-0.2830i；-0.3466+0.3492i；0.5557+0.1566i；-0.1132-0.4788i；-0.1986+0.2102i；0.0870]。

这里必需要注意的是，对在3GPP-LTE中的OFDMA系统特定地，导频符号从其元素的绝对值都等于归一值的Zadoff-Chu序列中被确定，并且因此矩阵D等于单位矩阵。

在这样的情况中，用于最小化问题$c_{\mathrm{opt}}=\underset{c}{\arg \min }\frac{c^H\mathrm{\Gamma c}}{c^H\mathrm{Dc}}$的解决方案被认为c_opt＝u_min，其中u_min是与信道相关矩阵Г₀的最小特征值有关的特征向量，并且通过给出的干扰加噪声级的估计由于c^HDc＝1而简化为${\hat{E}}_v=E_y.$

图2是根据本发明的接收机的框图。

接收机10具有基于由总线201连接到一起的组件结构，且具有由在图4中所公开的程序所控制的处理器200。

总线201将处理器200链接到只读存储器ROM 202、随机存取存储器RAM203和接口206。

存储器203包括用来接收变量和与如在图4中所公开的算法有关的程序指令的寄存器。

处理器200控制操作和接口206。

只读存储器202包括与在如图4中所公开的算法有关的程序指令，其中当接收机通电至随机存取存储器203时，所述算法被传输。

接口206包括至少一个干扰级估计设备。该干扰级估计设备将参照图3被更详细地描述。

接口206被连接到有线网络，像例如电力线网或公共交换电话网(PSTN)。

在另一实现模式中，接口206包括至少一个天线并且是无线接口。

图3是根据本发明的被包含在接收机的接口之中的干扰级估计设备的框图。

该干扰级估计设备30包括乘法器300，该乘法器将所接收的导频符号r₀至r_N-1乘以导频符号s₀至s_N-1的倒数，即为了形成数据向量x⁽⁰⁾至x^(M-1)，将所接收的导频符号r₀至r_N-1除以导频符号s₀至s_N-1。

根据本发明，干扰级估计设备30包括滤波器310，该滤波器的系数[c₀，...，c_L-1]^T从$c_{\mathrm{opt}}={\sqrt{D}}^{-1}{u}_{\min }$被确定，其中u_min是与矩阵的最小特征值有关的特征向量。

因为不知道信道相关矩阵Г，所以选择信道相关矩阵的近似Г₀。采用理论的或实验的功率延迟分布图以及信道的多普勒频谱选择近似Г₀，并且在接收机处的相位误差的情况下也考虑在相位误差统计上可用的信息。

为了形成输出滤波器y_m＝c^Hx^(m)，每个数据向量x^(m)＝[x^(m)₀，...，x^(m)_L-1]^T由有限脉冲响应滤波器310滤波，其中m的范围是从0到M＝N-L+1，并且x^(m)_e给出了被除的导频符号，该被除的导频符号和滤波器310的第l个系数相乘用以提供滤波器310的第m个输出y_m。

干扰级估计设备30也包括能量计算模块320，其根据下面的公式计算滤波器310的输出能量：

$E_y=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\left|y_m\right|}^2.$

干扰级估计设备30也包括乘法器330，其将所计算的能量与等于的定标因子相乘以便获得干扰加噪声级E_v的估计$\hat{E}=\frac{E_y}{c^H\mathrm{Dc}}.$

图4是根据本发明为了估计干扰级而由接收机所执行的算法。

在步骤S400，导频信号被接收。

在下一个步骤S401，为了形成数据向量x⁽⁰⁾至x^(M-1)，将所接收的导频符号r₀至r_N-1除以导频符号s₀至s_N-1，其中x^(m)＝[x^(m)₀，...，x^(m)_L-1]^T以及m的范围是从0到M-1。

在下一个步骤S402，为了提供有关的输出滤波器y_m，每个数据向量x^(m)＝[x^(m)₀，...，x^(m)_L-1]^T被滤波。

在下一个步骤S403，滤波器输出的能量根据下面的公式被计算$E_y=\frac{1}{M}\underset{m=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}{\left|y_m\right|}^2.$

在下一个步骤S403，所计算的能量与等于的定标因子相乘以便获得干扰加噪声级E_v的估计$\hat{E}=\frac{E_y}{c^H\mathrm{Dc}}.$

图5示出了当在单输入单输出(SISO)上下文(即如针对3GPP LTE中的上行链路空口特定地，在发射机处一个天线和在接收机处一个天线)中为带宽20MHz的SC-FDMA系统使用上面所确定的滤波器时干扰加噪声估计方法的性能，。

性能按照以分贝(dB)dB为单位的均方根误差(RMSE)与以dB为单位的SIR比被估算。RMSE越低，则估计的准确性越高。

曲线500示出了当没有相位误差产生时的RMSE性能，而曲线501示出了当相位误差随着在区间[0，13°]中的归一分布而产生时的RMSE性能，后面的值13°是从实验数据获得的。信道模型是在图7中详细描述的ITU Vehicular A。

由图5，所建议的滤波器被示出用以实现对于高达30dB的SIR由小于1.5dB的RMSE所反映的高估计准确性，在有或没有相位误差的情况下来实现。在曲线501中，相位误差被示出用以仅在大于30dB的非常高的SIR时轻微降低性能。

这里重要的是注意，图5中所示出的性能几乎对于多个信道模型都保持相同。

同样值得指出的是，在多输入多输出(MIMO)上下文中、即在发射机处多个天线以及在接收机处多个天线，由于用于平均的导频的较高数量，而使RMSE显著地下降以接近理想的理论较低限度。

图6示出了当在单输入单输出(SISO)上下文(即如针对3GPP LTE中的上行链路空口特定地，在发射机处一个天线以及在接收机处一个天线)中为带宽10MHz的OFDMA系统使用合适的滤波器时干扰加噪声估计方法的性能。

性能根据以dB为单位均方根误差(RMSE)与以dB为单位的SIR比被估计。RMSE越低，则估计的准确性越高。曲线600示出了当没有相位误差产生时的RMSE性能，而曲线601示出了当相位误差随着在区间[0，13°]中的归一分布而产生时的RMSE性能，后面的值13°是从实验数据被获得的。信道模型是在图7中详细描述的ITU Vehicular A。

由图6，所建议的滤波器被示出用以实现对于高达30dB的SIR由小于2dB的RMSE所反映的高估计准确性，在有或没有相位误差的情况下来实现。在曲线601中，相位误差被示出用以仅在大于30dB的非常高的SIR时降低RMSE性能。

这里重要的是注意，图6中所示出的性能几乎对于多个信道模型都保持相同。

同样值得指出的是，在多输入多输出(MIMO)上下文中、即在发射机处多个天线以及在接收机处多个天线，由于用于平均的导频的较高数量，而使RMSE显著地下降以接近理想的理论较低限度。

图7是由国际电信联盟给定的信道模型Vehicular A。

该信道模型Vehicular A有6个路径，并且考虑30km/h的移动终端的位移速度。最大多普勒频率等于55.56Hz。

衰减功率对于第一路径等于0dB，对于第二路径等于-1dB，对于第三路径等于-9dB，对于第四路径等于-10dB，对于第五路径等于-15dB，以及对于第六路径等于2.5dB。

传播延迟对于第一路径等于0μs，对于第二路径等于0.31μs，对于第三路径等于0.71μs，对于第四路径等于1.09μs，对于第五路径等于1.73μs，以及对于第六路径等于2.51μs。

自然地，在不偏离本发明范围的情况下，可以对上述的发明实施例进行许多的修改。