与在SC－FDMA中在频域中插入导频音调相关的方法和设备

技术领域

本发明大体上涉及通信网络中的方法和设备，特别地涉及用户设备中的方法和设备。特别地，本发明是用于提高使用SC-FDMA调制的移动系统的效率的方法。

发明背景

在一些蜂窝无线电网络标准中，公共的无线电基站(RBS)可以通过在可用带宽(分配用于一个小区中的RBS传输的带宽)内使用正交频分复用(OFDM)瞬时向若干用户设备(UE)进行传送。

OFDM调制提供了高EPF(包络峰值因数)，这减少了来自用户设备的可用功率。在无线电基站中，削峰(peak reduction)方法(削波(clipping))通常被用于降低发送信号的峰值功率和平均功率之比。所增加的削峰能量能够被分配给无线电带宽内的所有载波或者被定位于不承载OFDM数据的特别保留的音调(tone)。当将削峰能量定位于带宽内的所有音调时，带宽误差被引入承载信息的音调。对于引入多少误差的测量是误差矢量幅度(EVM)测量。低EVM意味着所发送和接收的消息的小的失真。包络削峰方法通常仅仅在RBS中实施，这是因为移动用户设备是硬件受限的并且无法负担所增加的用于削波的数字硬件。这意味着OFDM用户设备的模拟功率放大器在上行链路(UL)上必须被设计成具有比基站更高的峰值功率能力。当还考虑来自UE电池的可用功率时，这将限制来自UE的可用发射功率。移动系统通常是UL功率受限的，如OFDM的情形那样。

因此，提出针对UE使用局部化(Localized)或分布式的单载波调制，以便降低EPF并且在功率放大器中提供了用于传输的较高的用户设备功率。SC-FDMA信号与从时域中的调制符号所生成的OFDM形成对照，并且就在OFDM中所使用的相同类型调制而言将提供较小的EPF。

通常使用的调制例如QPSK提供了低EPF和低数据传送可用性，而16-QAM和64-QAM具有较高的EPF和较高的数据传送。缺点是低EPF信号调制将降低用于传输的可用数据速率。

OFDM调制的优选特征是能够将导频音调插入所传送的符号或时间信号中。导频音调被用于校准主要在接收机滤波中出现的无线电信道和接收器频率相关的误差。由于对良好的接收机选择性的需要，通常接收机滤波被实现为SAW-滤波器(声表面波滤波器)。这样的接收机会引入10-15％的EVM，主要从接收机滤波出现。但是通过使用遍布于无线电信道带宽的导频音调，通过信道和接收机滤波的频率响应被校准并且EVM影响几乎能够被消除，从而留下了OFDM接收机。通常能够实现2-3％的范围内的EVM值，其主要因接收机和发射机所使用的振荡器中的频率发生相位噪声而出现。

能够通过保留一定量的优化分布的用于削峰的保留音调来降低OFDM的大EPF。峰值取消(peak cancelling)能量被分配给不承载数据的保留音调。在这种情况下，削峰没有将任何误差引入承载数据信息的音调中。图1示出使用两级削波应用的OFDM 20MHz信道中的EPF降低，其中高斯传播导频音调占了OFDM调制的可用音调的6.25％。因为削波功能仅仅使用保留音调，所以就用于所传送的消息的音调而言，OFDM信号EVM的削峰没有增加。在图中，左边的曲线代表削波的性能，并且右边的曲线是原始OFDM EPF分布。

通过为OFDM中的校准和削波保留音调，失去了信道中的一定百分比的可用数据速率。用于接收机校准的导频音调未必总是需要被传送，而是能够根据无线电信道变化在某些间隔内被传送。还能够在一块发送时间信号的范围内进行不同的导频选择，这样整个块将使用总的导频音调响应在接收中进行校准。

通过削峰实现EPF降低以用于减少用于在空中接口中提供OFDM调制的射频功率放大器所需的尺寸和直流功率。导频音调校准技术通过为接收的OFDM消息提供更好的C/I(载波干扰比)来改进OFDM的接收。

图2图示了现有技术中的局部化单信道频分多址(SC-FDMA)和分布式SC-FDMA调制的生成过程。这在3GPP标准化技术报告3GPP TR25.814V0 3.01中被描述。

在时域中生成No个符号，其中No是所使用的分配给无线电信道的载波数。所述符号可以是四相移相键控(QPSK)、8相移相键控(8-PSK)16-正交幅度调制(16QAM)或其他高阶线性调制。生成长度为No个音调或仓(bin)的离散傅立叶变换(DFT)。No个音调然后被映射(子载波映射120)到音调数目长度大于N的无线电信道。无线电信道的长度是2＾n个音调，如512、1024或2048等，其中快速傅立叶变换(FFT)130能够被高效地执行。然后通过快速傅立叶逆变换技术(IFFT)来产生新的时间函数。待传送的符号的循环前缀和斜坡(ramp)窗被添加140并且通过无线电接口传送符号。

对于在移动系统中在UL上的SC-FDMA调制优选是就调制而言获得较低的EPF。当在时域中生成消息符号时，EPF图倾向就所使用的调制而言可达到的EPF。π/4-QPSK提供最低的EPF，从而提供了用户设备模拟射频(RF)发射机的最低的功耗和复杂度。缺点是如果接收机频率响应没有被校准，则在SC-FDMA的接收中出现相当高的EVM。均衡技术必须在时域中进行。

降低用户设备调制的EPF的目的将在用户设备中提供降低的数据速率，并且不存在使用调制符号内的导频音调来改进SC-FDMA符号接收的方法。不过将整个符号用于校准音调的方法是可用的。训练序列能够被放入时域中，这于是意味着SC-FDMA的接收需要在GSM和WCDMA系统中所使用的其他线性调制中所使用的先进均衡器。在不在调制中引入大量训练序列的情况下，这样的时域设计的均衡器就维护(taking care of)接收机引入的EVM而言的可用性是有限的。

为了使用用于OFDM的相当简单的均衡技术，需要校准音调。当使用SC-FDMA调制时，这并非如此高效。为了提供用于校准的导频音调，整个IFFT时间序列必须被使用。生成校准音调的已有技术如下：用于在待发送的SC-FDMA中提供校准音调的消息在时域中重复X次，且长为No/X。这给出了：在该消息中没有更多信息可用的情况下，所发送的时间序列将仅被用于信道和接收机校准。用于校准的音调将以X个音调等间隔隔开。每隔多久需要一次校准消息取决于无线电信道相对时间的变化。

已有技术LC-或SC-FDMA调制法的问题在于：

-必须使用低阶调制，这是因为来自用户设备的EPF需求降低了可用的数据速率，

-通过削峰实现的EPF提高很复杂，并且向所传送的信号引入了EVM，

-需要在时域中均衡

-就针对OFDM提供接收机校准和使用频域均衡器而言的可用性是有限的，并且与OFDM调制相比降低数据速率更多。

发明内容

因此，本发明的目的是通过将本发明的方法应用于局部化或分布式SC-FDMA信号来解决上述的问题。

本发明的其他优势包括：

-修改后的SC-FDMA调制在数据速率方面将会与OFDM调制使用一样高效。

-与OFDM相比可获得更低的EPF，这意味着同样当针对EPF降低应用所保留的音调分配时在空中接口处将会获得更多发射功率。

-OFDM均衡技术的重新使用将会把均衡的成本降低到与OFDM接收相比在接收机信号处理中增加长度减小的IFFT的程度。

为此，提供了使用单信道-频分多址(SC-FDMA)来提高传输效率的方法。所述方法包括以下步骤：

a)对时间信号应用离散傅立叶变换(DFT)以提供No个采样，从而产生第一信号，

b)将N1个导频音调插入所述第一信号，从而产生提供No+N1个音调的DFT信号，

c)通过向所述DFT插入零音调来将所述DFT信号内插到所需的长度N，从而提供N个音调的修改后的频域信号，此处N大于No+N1，N＝2^m，其中m是整数，

d)对所述修改后的信号应用快速傅立叶逆变换(IFFT)，和

e)在传送修改后的信号之前执行循环前缀插入。

优选地在执行传送之前，执行对时间信号的可选功率斜坡加窗(windowing)的附加步骤。导频音调间隔可以是等距离的或随机分布的之一。

根据本发明的一个方面，步骤b)被改为插入N2个保留音调以提供由No+N2个音调组成的信号。根据本发明的另一方面，步骤b)被改为插入N1个导频音调和N2个保留音调以提供由No+N1+N2个音调组成的信号。

优选地，引入用于包络峰值因数(EPF)降低的另外的步骤，所述步骤包括，在步骤b之后，使数目为N2的保留音调可用，分配被分配给N2个保留音调的削峰能量。

通过以下方法来对接收信号进行处理，所述方法包括：使用接收信号的长度为N的FFT来在频域中执行信道估计，除去所传送的最后的额外的导频或保留音调以及与所传送的零音调相对应的音调，并且将所述FFT长度从N降到No个音调，以及通过离散傅立叶逆变换(IDFT)操作来恢复长为No个采样的原始时间信号。

本发明还涉及一种使用单信道-频分多址(SC-FDMA)来处理用于传输的信号的设备。所述设备包括：用于接收符号序列以提供时间信号的符号接收部分，用于对所得到的时间信号应用DFT以提供No个采样的处理设备，用于将N1个导频音调插入信号中以提供No+N1个音调的设备，用于通过将零音调插入所述DFT来将拥有No+N1个音调的信号内插到所需长度N以提供N个音调的修改后的频域信号的装置，此处N大于No+N1，N＝2^m，其中m是整数，用于在DFT的中部插入零仓以提供修改后的信号的设备，用于对修改后的信号应用快速傅立叶逆变换(IFFT)的处理设备，以及用于在传送修改后的信号之前执行循环前缀插入的设备。所述设备还可以包括用于插入N2个保留音调而不是N1个导频音调以提供由No+N2个音调组成的信号的装置。优选地，所述设备还可以包括用于插入N1个导频音调和N2个保留音调以提供由No+N1+N2个音调组成的信号的装置。所述设备还可以包括用于分配被分配给用于包络峰值因数(EPF)降低的N2个保留音调的削峰能量的装置。优选地，还可以提供用于在传送之前执行对时间信号的功率斜坡加窗的设备。

此外，本发明涉及用于接收SC-FDMA调制信号的接收设备。所述接收设备包括用于使用接收信号的长度为N的FFT来进行信道估计的接收机部分，用于在频域中进行处理的处理设备，用于除去填充零的仓并且将FFT长度从N降到No+N1个导频音调或No+N2反转音调(reverse tone)或NO+N1+N2个导频音调和反转音调之一的处理设备，用于除去所述N1个导频音调或N2个反转音调或N1+N2个导频音调和反转音调以使得留下No个音调或仓的处理设备，以及用于使用离散傅立叶逆变换(IDFT)操作来恢复原始时间信号的处理设备。

本发明还涉及包括上述设备中的至少一个的基站。

本发明还涉及包括上述设备中的至少一个的用户设备。

附图简述

在下文中，将参照图示出各种示例性实施例的附图来更详细地描述本发明，其中；

图1图示出从50个随机数据序列生成的原始OFDM EPF分布，以及当通过所保留的音调分配实现削峰时所得到的相同分布。

图2图示出根据现有技术生成SC-FDMA调制，

图3图示出局部化SC-FDMAFFT映射，其中图3A图示出16QAM时间生成调制的No个采样的FFT，并且图3B图示出局部化SC-FDMAFFT映射到长度为N的FFT。

图4图示出Ncp个采样循环前缀添加到在IFFT处理1之后获得的原始N个采样长的时间信号。

图5图示出从16-QAM时间调制(长为1100个采样)所获得的原始时间信号DFT。

图6图示出作为应用于图5的信号的映射示例的具有插入的导频音调(N1＝100)的消息DFT(No＝1100)。

图7是将信号和导频音调映射到图6的2048个音调/仓FFT的示例，

图8是根据本发明的设备的示意性框图，

图9是根据本发明的设备的示意性框图，

图10是16QAM时间信号的符号绘图，

图11是根据图10的时间信号的DFT的绘图，

图12是具有用于根据图11的随机间隔的保留音调的插入位置的DFT信号的绘图，

图13是具有所保留的零振幅音调的DFT信号的绘图，

图14是DFT映射到2048个仓的FFT的绘图，

图15是在针对信号生成的逆向信号处理步骤之后接收机所恢复的时间信号。

图16是根据本发明的示例的设备的示意性框图，

图17图示出根据本发明的16QAMSC-FDMA EPF分布和削波性能，

图18是用于实施本发明的设备的框图，

图19是用于在接收位置实施本发明的设备的框图，

图20是用于在接收位置实施本发明的设备的第二框图，并且

图21示意性地示出在接收位置实施本发明的通信网络。

优选实施例的详细说明

在以下的非限制性说明中，公开了就OFDM传输而言针对局部化和分布式SC-FDMA调制实现相同功能的方法。

对于说明书的其余部分，针对局部化SC-FDMA来描述发明，然而，本领域技术人员将意识到本发明还可以被应用于分布式SC-FDMA调制。

有不同类型的SC-FDMA映射可用：分布式或局部化。以下例子描述局部化映射过程。

现在返回图2，其中描述了SC-FDMA调制的生成。

在图3A和3B中，针对局部化SC-FDMA示出了映射到时间消息DFT的载波。填充零的FFT仓被插入原始DFT(长度为No个仓)的中间以对多个仓(与2^m值相对应)载波进行内插，其中能够使用高效的FFT和IFFT技术。该方法与从No次载波频率到与所需FFT长度相对应的N次载波频率的过采样相同，其中使用了No个采样时间符号。通过使用快速傅立叶逆变换(IFFT)技术，时间信号得以恢复，但是以较高的采样速率。

在恢复了时间信号之后，是提供循环前缀(CP)插入的步骤，(图4)。因为IFFT在时间上是循环的，所以该方法将向IFFT信号添加循环前缀。来自始端的“Ncp”个采样被添加在时间信号的末端(或反之亦然)。结果是长为N+Ncp个时间采样的信号。当传送长为N+Ncp的信号到接收机时，接收机具有冗余信息，这样信号均衡能够在频域而不是就通常的时间生成调制而言在时域中完成。所传送的“转移时间信息”(TTI transferred timeinformation)对应于初始时间序列的“No”个原始符号值。

根据本发明的导频音调的插入是一种修改SC-FDMA信号生成流的直接方法。

图5到7图示出针对SC-FDMA的导频应用的解决方案。图5是原始时间信号DFT，其中No＝1100。该方法如下(参见图8)：

1.对SC-FDMA的时间信号应用DFT(810)以提供No个采样。

2.将数量为N1的导频音调(图6)插入(821)原始的FFT，从而提供No+N1个音调。导频音调间隔可以是等距离的或者随机分布的。(图6示出导频音调的均匀分布。)

3.对音调进行内插(822)或者将其映射到所需长度N(其中N是2^m值)并且执行IFFT 830，循环前缀插入(840)等等，并且通过空中接口传送(850)修改后的信号。

4.可选地在执行传送之前，执行对时间信号的功率斜坡加窗(860)的步骤。

5.在接收端，通过使用对接收信号的长度为N的FFT(1970)来实现信道(图19)估计。在频域中的信号处理之后，除去(1980)填充零的仓并且将FFT长度从N降到No+N1个音调。然后，N1个导频音调被除去(1985)，这样留下了No个音调或仓。然后通过离散傅立叶逆变换(IDFT)(1990)操作来恢复原始时间信号。

采用与上述插入用于校准的导频音调相同的方式，能够应用分配特别保留的用于EPF降低的音调的OFDM方法。该过程如下(图9)

1.对SC-FDMA的时间信号应用DFT(910)，以提供No个采样。

2.将数量为N1的导频音调(图6)插入(921)原始的FFT，以提供No+N1个音调。导频音调间隔可以是等距离的或者随机分布的。当不使用导频音调(N1＝0)时，No能够是更高的数字。

3.插入(923)将被用于EPF降低的N2个保留音调。结果是具有No+N1+N2个音调或仓的频域信号。

4.内插(922)到所需长度N(其中N是2^m值)并且执行IFFT(930)，循环前缀插入(930)等等，并且通过空中接口传送(950)修改后的信号。

5.可选地在执行传送之前，执行对时间信号的功率斜坡加窗(960)的步骤。

6.在接收端(图20)，通过使用接收信号的长度为N的FFT(2070)来实现信道估计。在频域中的信号处理之后，除去(2080)填充零的仓并且将FFT长度从N降到No+N1+N2个音调。然后，N1个导频音调和N2个保留音调被除去(2085)，这样留下了No个音调或仓。然后通过离散傅立叶逆变换(IDFT)(2090)操作来恢复原始时间信号。

在接收端的其他可选信号处理可以包括：

-使用接收信号的长度为N的FFT来在频域中执行信道估计，

-当没有导频音调被传送时，除去与所传送的零音调相对应的音调并且将所述FFT长度从N降到No+N2个音调，

-除去N2个保留音调以使得留下No个音调或仓，以及

-通过离散傅立叶逆变换(IDFT)操作来恢复长为No个采样的原始时间信号。

或者：

-使用早先发送的导频音调，使用接收信号的长度为N的FFT来在频域中执行信道估计，

-当没有导频音调和保留音调被传送时，除去与所传送的零音调相对应的音调并且将所述FFT长度从N降到No个音调，以及

-通过离散傅立叶逆变换(IDFT)操作来恢复长为No个采样的原始时间信号。

以下例子结合图16说明了本发明的应用：

假设在时域中生成16QAM信号(在图10的符号图中示出)。执行对时间信号的DFT(图11)。图12图示出随机间隔地插入DFT的音调。出于说明的原因，通过x来标记音调的位置，而通过o来标记信号DFT。为了清楚起见，仅仅示出DFT中的前200个仓。通过反转的音调插入使得DFT仓的数量从1080增加到1200。为了方便起见仅仅前200个音调被示出。图14图示了原始DFT信号，其中所保留的音调具有零振幅。然后，通过插入零音调将DFT信号重新安排到2048个仓，如图14中所示。这与FFT域中的内插相同。

然后，执行IFFT，获得新的时间信号并且添加循环前缀。

用无线电传送信号并且由接收机接收信号。在OFDM类型的均衡之后，生成2048个音调的FTT。通过除去中间的音调，得到1200个音调的DFT。

然后除去反转的音调，从而留下包含时间符号消息的1080个音调的DFT。通过离散傅立叶逆变换来恢复时间信号消息，如图15中所示。

因此，根据本发明使用SC-FDMA调制的优势包括：

-使用用于OFDM的相当简单的均衡器，

-导频音调过程与OFDM相同，

-能够使用针对OFDM所提出的保留音调削减(clip)算法。

-在利用相同的16-QAM调制方案的情况下，总体获得的EPF与可比较的OFDM信号相比至少低1dB。

-使用根据本发明的SC-FDMA提供了OFDM的谱效率，但是具有降低的EPF。

针对新颖的SC-FDMA调制的削减过程已经被研究并且根据图1示出；参见图17。虚曲线是原始信号EPF分布。与图1中的OFDM EPF相比EPF有1dB的改善，这意味着通过使用根据本发明的SC-FDMA能够实现具有较高效率的系统，并且能够使用较少超尺寸的模拟功率放大器。

本发明的方法能够通过一个或多个处理设备在通信系统的传送和/或接收节点中实施。这样的设备的示例性实施例在图18中示出。设备180包括：用于接收时间符号的信号生成部分181，用于对时间信号应用DFT以提供No个采样的处理设备182，用于将N1个导频音调插入信号中以提供No+N1个音调的设备183，用于通过零音调插入将拥有No+N1个音调的信号内插/映射到所需长度N的装置183，用于对修改后的信号应用快速傅立叶逆变换(IFFT)的处理设备184，以及用于在传送修改后的信号之前执行循环前缀插入和/或功率斜坡加窗的设备185。可选地，还可以包括用于在传送之前对时间信号进行功率斜坡加窗的设备186。

根据图19的接收设备包括用于使用接收信号的长度为N的FFT(1970)来进行信道估计的接收机部分。在频域中的信号处理之后，处理设备除去填充零的仓并且将FFT长度从N降到No+N1个音调(1980)。然后处理设备除去N1个导频音调，这样留下了No个音调或仓(1985)。然后通过处理设备使用离散傅立叶逆变换(IDFT)操作来恢复原始时间信号(1990)。

根据图20的接收设备包括用于使用接收信号的长度为N的FFT(2070)来进行信道估计的接收机部分。在频域中的信号处理之后，处理设备除去填充零的仓并且将FFT长度从N降到No+N1或No+N2或No+N1+N2个音调(2080)。然后处理设备除去N1或N2或N1+N2个导频音调和反转音调，这样留下了No个音调或仓(2085)。然后通过处理设备使用离散傅立叶逆变换(IDFT)操作(2090)来恢复原始时间信号。

图21图示出示意性通信网络2100，其包括具有发射/接收天线2102的基站2101以及在传输范围内的移动用户设备2103和2104，例如移动电话、计算机等等。因此，每个用户设备和基站被安排分别具有如上结合图18所述的设备和上述的接收设备2105和2106(未在用户设备内示出)。

本发明不局限于以上所描述的优选实施例。可以使用各种替换、修改和等同。因此，上述实施例不应被视为对本发明范围的限制，本发明的范围由所附权利要求来限定。