具有带增强隔离适应的双重接收器或传输器天线配置的中继器

具体实施方式

本文揭示且描述用于例如中继器的无线通信节点的自适应天线配置。中继器可为(例如)：例如第7,200,134号美国专利案和第2006-0098592号美国专利公开案中揭示的频率变换中继器(两案均属于Proctor等人)；相同频率变换天线，例如Gainey等人的第2007-0117514号美国专利公开案和Procter等人的第7,233,771号美国专利案中揭示的时分双工(TDD)中继器；以及频分双工(FDD)中继器。

自适应天线配置可包括双接收天线、双传输天线、或双接收和传输天线两者。此外，每一天线可具有各种类型，包括贴片天线、偶极或其它天线类型。举例来说，一个或两个偶极天线和两个贴片天线可用于一个配置中，其中一个群组用于无线接收且另一群组用于无线传输。两个贴片天线可彼此以平行关系安置，其中在其间布置有接地平面。接地平面的一部分可在一侧或两侧上延伸超出贴片天线。用于中继器的电路可进一步布置在贴片天线之间的接地平面上，且因此可经配置用于最大噪声抑制。举例来说，为减少经过接地平面或中继器电路板衬底的一般化耦合，可用平衡方式来驱动天线，使得耦合到另一天线的馈入结构中的信号的任何部分将为用于最大消除的共模耦合。为了进一步改进隔离且增加链路效率，可在贴片天线与偶极天线之间使用隔离栏。作为另一方法，所有四个天线可为贴片天线，其中在板的每侧上有两个天线。

作为另一实例，在图1A到1B中展示用于中继器的偶极双贴片天线配置，其中可实施根据各种实施例的自适应天线配置。偶极双贴片天线配置与中继器电子器件可有效容纳在如图1A所示的紧密外壳100中。外壳100的结构可为使得其在两个方向中的一个方向上自然定向；然而，指令可指导用户如何放置外壳以最大化信号接收。图1B中展示示范性偶极双贴片天线配置，其中接地平面113(优选与用于中继器电子器件的印刷电路板(PCB)合并)可使用例如间隙器120而平行布置在两个贴片天线114与115之间。可如上所说明来使用隔离栏112以改进许多实例中的隔离。

贴片天线114与115中的每一者可与接地平面113平行布置，且可印刷于布线板或类似物上，或可由嵌于塑料外壳中的冲压金属部分构造。与接地平面113相关联的PCB的平面部分可含有经配置为(例如)PCB上的嵌入迹线的偶极天线111。通常，贴片天线114和115经垂直极化，且偶极天线111经水平极化。

在图2中展示用于中继器的示范性双偶极双贴片天线配置，其中可实施根据各种实施例的自适应天线配置。双偶极双贴片天线配置200包括由用于中继器电子器件的PCB206分离的第一和第二贴片天线202、204。第一和第二偶极天线208、210通过例如间隙器而安置在PCB的平面部分的相对侧上。与上文论述的天线配置100类似，偶极天线208、210可经配置为PCB206上的嵌入迹线。

可利用非重叠天线方向图和相反极化的组合以在双偶极双贴片天线中的接收与传输天线之间实现近似40dB的隔离。具体来说，传输器和接收器中的一者使用具有垂直极化的两个双切换贴片天线中的一者用于与接入点通信，而传输器和接收器中的另一者使用具有水平极化的偶极天线。此方法在中继器打算将室内网络中继到室内客户端时尤其适用。在此状况下，传输到客户端的天线的天线方向图将需要为大体全向的，从而要求使用双偶极天线，因为到客户端的方向是未知的。

作为替代实施例，当中继器预期用于将网络从结构外部中继到内部时，可在PCB的每侧上使用两个贴片天线。再次参看图2，可用额外贴片天线来替换双偶极天线208和210中的每一者。在此实施例中，两个贴片天线将在PCB的每侧上，其中新贴片天线中的每一者邻近贴片天线202和204。在此状况下可实现超过60dB的隔离。在此实施例中，两个贴片天线将用于接收，且两个贴片天线将用于传输。此实施例将尤其适用于中继器放置在窗口且用作“外部到内部”中继器和/或“内部到外部”中继器的情形。在此状况下，向客户端传输的天线可为定向的，因为到客户端的方向是通常已知的且限于面对结构内部的天线。

可通过频率变换和信道选择性滤波来实现额外隔离。然而，如上所论述，互调失真可在带内落在所要的所接收信号上，借此导致接收器的干扰效应或减敏。这实际上减少了由于频率变换和滤波而实现的隔离。

参看图3A，将论述可实施在图2所示的双偶极双贴片天线配置中的基于传输器的自适应天线配置300。配置300包括传输器302和用于将传输器输出分裂为第一路径306和第二路径308的射频(RF)分裂器304，例如Wilkinson功分器。第一路径306驱动第一偶极天线310，而第二路径308通过加权电路312。加权电路312的输出309驱动第二偶极天线314。此外，第一和第二功率放大器316、318可恰在各自偶极天线之前分别安置在第一和第二路径306、308上。或者，仅一个功率放大器可安置在分裂器304之前；然而，此配置可能由于加权电路312中的损耗而导致传输功率和效率的损耗。

加权电路312通常用于修改第二路径308上的信号相比较第一路径306上的信号的权重(增益和相位)。加权电路312可包括例如移相器320和可变衰减器322。耦合到加权电路312的控制电路324确定且设置加权电路312的适当权重值。控制电路324可包括用于设置权重值的数字模拟转换器(D/A)326和用于执行自适应算法以确定权重值的微处理器328。

微处理器328所执行的自适应算法可在正常操作期间使用例如中继器所传输的信标的度量来用于确定权重值。举例来说，对于在两个频道上操作的频率变换中继器，接收器(未图示)可测量一个信道上的所接收信号强度，而两个传输天线可传输例如信标的自产生信号。所述信号必须是自产生的，以使得所中继信号可与泄漏回相同接收器中的所传输信号区分。可在自产生的传输期间(与中继周期相对)确定初始传输器到接收器隔离的量。可使用任何数目的已知最小自适应算法(例如陡降)或基于统计梯度的算法(例如LMS算法)来在后续的传输之间调整权重，借此基于初始传输器到接收器隔离而最小传输器与接收器之间的耦合(增加隔离)。也可使用将调整给定参数(在本文称作权重)且最小所得度量的其它常规自适应算法。在此实例中，将被最小的度量是在信标信号的传输期间的所接收功率。

或者，基于传输器的自适应天线配置300可实施在图1所示的偶极双贴片天线中。此处，两个贴片天线(并非两个偶极天线)可耦合到功率放大器，且接收器可耦合到单一偶极。加权电路将类似于图3A中所示的加权电路。

参看图3B，将简洁论述可实施在能够在两个不同频率上传输和接收的频率变换中继器内的基于传输器的自适应天线配置301。在此频率变换中继器中，取决于两个频率中的哪一者正用于传输而必须将不同权重用于加权结构。因此，配置301包括用于施加第一和第二权重的第一和第二D/A转换器326A、326B。控制电路325(微处理器328)可确定在由D/A转换器326A、326B操作之前施加哪个权重。更优选地，耦合到加权电路312的模拟多路复用器329可取决于两个频率中的哪一频率正被传输而在两个权重设置之间切换控制电压中的每一者。

参看图4，将论述可实施在图2所示的中继器的天线配置中的基于接收器的自适应天线配置400。配置400包括第一和第二贴片天线402、404以及用于组合来自第一和第二贴片天线402、404的路径406、408上的信号A、B的定向耦合器410，使得耦合到定向耦合器410的第一和第二接收器416、418接收信号A、B的不同代数组合。在此实施例中，定向耦合器410为90°混合耦合器，其包括用于接收来自第一和第二贴片天线402、404的信号A、B的两个输入端口A、B以及用于在路径412、414上将信号A、B的不同代数组合输出到第一和第二接收器416、418的两个输出端口C、D。第一和第二接收器416、418的输出耦合到基带处理模块420，用于组合信号以在数字基带中执行波束形成操作。重要的是到第一和第二接收器416、418的组合输出是独特的，否则，接收器416、418两者将接收到相同组合信号，且在检测之后，两接收器将不会从两信号的代数组合得到任何益处，从而得到第三独特天线方向图。此独特性是通过使用定向天线(402和404)和耦合器410来确保。此方法具有许可第一接收器416经调谐到一个频率而另一接收器418经调谐到另一频率的优势，而来自两个定向天线中的任一者的信号将被接收器中的一者接收，这取决于信号正操作所在的频率，但与信号的到达方向无关。如上文所提及，此方法具有进一步优势，一旦在两频率中的一者上检测到信号，则另一接收器可返回到所检测频率。此方法允许一旦接收器在信号检测之后均被调谐到相同频率，则信号A(406)和B(408)的代数组合从信号C(412)和D(414)被恢复。

中继器还将包括耦合到第一和第二偶极天线(参见图2)的第一和第二传输器(未图示)。如上文所提及，在包的检测和中继之前的中继器操作期间，第一和第二接收器416、418在第一和第二频率上操作以检测在两个频率中的一者上传输的信号的存在。在检测到例如来自接入点的信号包之后，第一和第二接收器416、418两者可经调谐到相同频率。此处，来自第一和第二贴片天线402、404的信号A、B在定向耦合器410中组合。

将通过实例来论述自适应天线配置400的操作，其中90°混合耦合器的端口A对端口C产生^-90°相移且对端口D产生^-180°相移，且端口B相反地对端口D产生^-90°相移且对端口C产生-180°相移。因此，当信号A、B被驱动到两个端口A和B时，输出为两个输入信号的独特代数组合。因为这两个输出是独特的，所以其可经重组合以通过基带处理模块420来恢复原始信号A、B或任何混合物的任何组合。如图4中所示，到第一接收器416(R x 1)中信号＝^-90°的A+^-180°的B，且到第二接收器418(R x 2)中信号＝-180°的A+^-90°的B。基带处理模块420可根据例如公式⁺90°R x 1+R x 2来执行信号的重组合。因此，经重组合信号变为⁺180°的A+^-90°的B+^-180°的A+^-90°的B，且最终为^-90°的2B，有效恢复了信号B的天线方向图。

此配置400允许在中继器的检测阶段，第一和第二接收器416、418在被调谐到不同频率时具有几乎全向的方向图。接着，在其在检测之后返回到相同频率时，信号可经组合以在数字基带中执行波束形成操作。

以此方式，第一和第二接收器416、418可接着施加权重且执行接收器天线适应。权重的施加将优选以数字形式施加在基带处理模块420处，但也可以模拟形式施加在接收器416和418中。当适应优选实施为基带中的数字加权时，加权的决策可通过同时计算多个组合中的“波束形成”或加权组合信号且选择一组组合中的最佳组合来实现。此可实施为快速傅立叶变换、离散加权集合的巴特勒(butler)矩阵或用于产生一组组合输出且从输出中选择“最佳”的任何其它技术。“最佳”可基于信号强度、信噪比(SNR)、延迟扩展或其它质量度量。或者，可依序地执行“波束形成”或加权组合信号的计算。此外，可用任何加权比率(增益和相位、均衡)来执行组合，使得使用来自第一和第二贴片天线402、404的信号A、B的最佳组合。

当中继器使用两个接收器和两个传输器时，一权重施加在接收器的一个支腿上，且不同权重施加在传输器的一个支腿上。在此状况下，传输器将各自连接到两个印刷偶极天线中的一者。此将通过调适天线以将接收器到传输器隔离增加到远超过仅天线设计所提供的隔离而允许进一步性能益处。

参看图10，将论述另一自适应天线配置1000的框图。在此配置1000中，可将权重施加到接收器和传输器路径两者以实现较高隔离。配置1000可用于例如图2所示的天线配置200中。配置1000包括第一和第二接收天线1002、1004，其分别耦合到第一和第二低噪声放大器(LNA)1006、1008用于放大所接收信号。第一和第二接收天线1002、1004可为例如贴片天线。LNA 1006、1008的输出耦合到混合耦合器1010，其可类似于图4中所示的混合耦合器410来配置。混合耦合器1010耦合到第一和第二接收器1012A、1012B，其耦合到基带处理模块1014。传输器1016(其也可为两个组件)耦合到基带处理1014的输出。传输器1016经由第一和第二功率放大器1018、1020耦合到第一和第二传输天线1022、1024。第一和第二传输天线1022、1024可为例如偶极天线。

基带处理模块1014包括用于组合来自接收器1012A、1012B的信道的组合器1026(组合信道)、用于滤波信号的数字滤波器1028、以及用于调整信号增益的可调整增益控制(AGC)1030。基带处理模块1014还包括用于检测信号电平的信号检测电路1032、用于确定增益调整的参数的AGC度量1034以及主控制处理器1036。来自AGC 1030的信号输出到权重元件1040、1042和用于执行任何需要的信号调制或解调的解调器/调制器(解调过程调制)1038。权重元件1040、1042可为类似于权重电路312的模拟元件或数字元件。权重元件1040、1042耦合到增频转换电路1044、1046，增频转换电路1044、1046的输出耦合到传输器1016。

与图3A到3B中所示的配置相比较，配置1000可通过基带处理1014以数字方式将权重施加到传输器路径两者，而非仅通过加权电路312以模拟方式施加。或者，基带处理1014仅可将权重以数字方式施加到接收器路径，而模拟电路将权重施加到传输器路径。在此状况下，权重元件1040、1042可为模拟元件。处理器1036可经编程以执行自适应算法用于调整权重且计算如上文所论述而形成的波束。

如先前所提及，用于调适天线以实现隔离的度量可基于在中继器自产生传输而没有接收的时段期间测量接收器中的所传输信号(例如，信号检测1032)。换句话说，物理层中继操作未被执行，且没有信号被接收，但传输器正在发送自产生传输。此允许传输器到接收器隔离的直接测量，且允许权重的适应以最大化隔离。

发明者执行若干测试证明了由各种示范性实施例的自适应天线配置实现的较高的隔离。图5是用以测试自适应天线配置的测试设备的框图。网络分析器502用于获得类似于图1B所示的偶极贴片阵列的偶极贴片阵列504的性能数据。具体地说，网络分析器502的输出耦合到分裂器506。分裂器506的第一输出耦合到权重电路，所述权重电路由串连连接到一起的可变增益508和可变移相器510构成。分裂器506的另一输出耦合到延迟512和9dB衰减器514，此补偿了在第一路径上经历的延迟和信号损耗且产生了平衡路径。可变移相器510的输出驱动偶极贴片阵列504的第一贴片天线，且9dB衰减器的输出驱动偶极贴片阵列504的第二贴片天线。偶极贴片阵列504的偶极天线接收组合的传输，且耦合到网络分析器502的输入。

参看图6到图7，在有少量信号散射物体物理上靠近天线阵列504的位置处，对没有加权电路(无适应)的偶极贴片阵列和具有加权电路(适应)的偶极贴片阵列在2.36GHz(标记1)和2.40GHz(标记2)测量路径损耗。结果证明调整相位和增益设置实现特定频率的隔离的实质控制。具体地说，图6中的标记1展示当未施加适应时^-45dB的S21路径损耗，而图7中的标记1展示在可变相位和增益的调谐之后的^-71dB的路径损耗。结果为额外26dB的隔离益处。图6中的标记2展示当未施加适应时^-47dB的S21路径损耗，而图7中的标记2展示在可变相位和增益的调谐之后的^-57dB的路径损耗。结果为额外10dB的隔离益处。此外，尽管这两个标记在频率上分开大约40MHz，但可通过使用均衡器而使其为宽带。如果所要的信号带宽仅为2到4MHz，那么在此状况下将不需要均衡来实现超过25dB的增加隔离。

参看图8到图9，在金属板附近，首先对没有加权电路(无适应)的偶极贴片阵列和具有加权电路(适应)的偶极贴片阵列在2.36GHz(标记1)和2.40GHz(标记2)再次测量路径损耗，所述金属板预期用作信号散射体且提供其中信号反射降低隔离益处(原本在没有自适应方法的情况下实现)的最差状况操作环境。结果再次证明调整相位和增益设置实现特定频率的隔离的实质控制。具体地说，图8中的标记1和2展示当未施加适应时的^-42dB和^-41.9dB的S21路径损耗。图9中的标记1和2展示在调谐可变相位和增益之后的^-55dB和^-51dB的路径损耗。结果是在2.36GHz的额外13dB隔离益处和在2.40GHz的9dB隔离益处。此外，在两个标记之间实现近似20dB的额外隔离。

请注意相位和增益调整的过程和有限性质限制了消除。预期通过经设计用于较大精确度和较高范围的组件来实现显著较多的消除。此外，在执行适应时使用微处理器允许较优化消除。最终，使用可独立调整的频率相依增益和相位调整(均衡器)将允许消除较宽的带宽。

根据一些实施例，可在同一中继器或装置内构造多个天线模块，例如如上所述的多个定向天线或天线对或例如用于多输入多输出(MIMO)环境或系统中的多个全向或准全向天线。这些相同天线技术可用于例如基于FDD的系统的多频率中继器，其中下行链路处于一个频率上且上行链路存在于另一频率上。

本发明预期解释如何形成且使用根据本发明的各种实施例而非限制本发明的真实、预期和合理的范围和精神。以上描述并不预期为详尽的或将本发明限于所揭示的精确形式。根据上述教示，修改或变化是可能的。选择并描述所述实施例以提供对本发明的原理以及其实际应用的最佳说明，且使所属领域的技术人员能够在各种实施例中且在具有各种修改(只要适于所预期的特定用途)的情况下利用本发明。所有此类修改和变换均在本发明的范围之内。上文所述的各种电路可根据实施方案所需要而实施于离散电路或集成电路中。此外，本发明的部分可实施于软件或将由所属领域的技术人员所了解的类似物中，且可经体现为与本文所述的内容相关联的方法。