提高开关型功率转换器中的轻负载效率的自适应多模式数字控制

相关申请的交叉引用

本申请基于35U.S.C.§119(e)要求于2008年12月29日递交 的、名为“Adaptive Multi-Mode Digital Control Improving Light-Load  Efficiency in Switching Power Converters”的共同未决美国临时专利 申请No.61/141,059的优先权，该申请在此通过引用并入其全部内 容。

技术领域

本发明涉及在不只一个操作模式中控制开关型功率转换器，以 提高功率转换器在轻负载条件下的效率。

背景技术

开关型功率转换器的效率很大程度上由两种类型的损耗决定： 开关损耗和传导损耗。在大多数开关型功率转换器中，随着跨越功 率转换器的输出的负载的减小，开关损耗起较大作用。相反，随着 负载的增加，传导损耗起较大作用。为了减小高负载条件和低负载 条件两者下的损耗，某些传统的开关型功率转换器在不同的负载条 件下使用脉宽调制(PWM)和脉频调制(PFW)。在较高负载条件 下，PWM模式通常比PFM模式更高效。在较低负载条件下，PFM 通常比PWM模式更高效。

在PWM模式中，功率转换器的控制器以固定开关频率接通开关 型功率转换器的开关，但是通过调节在每个开关周期期间开关保持 接通的时间来改变开关的占空比。相反，在PFM模式中，将开关接 通固定持续时间，但是根据负载而改变开关频率。具体地，在PFM 模式中，随着负载的增加而增加开关频率，并且随着负载的减小而 降低开关频率。

某些传统的功率转换器根据负载条件而以PFM模式和PWM模 式两者操作，以在变化的负载条件下获得高效率。图1是图示这样 的常规功率转换器在由线J-K代表的恒定电压(CV)模式中的操作 的图表。线K-L代表功率转换器在恒定电流(CC)模式中的操作。 在CV模式中，输出电压Vout保持恒定。因此，负载与输出电流Iout 成比例。如图1中所示，在I₃到I₄之间的高负载条件期间，功率转 换器以PWM模式操作。在轻负载条件(输出电流低于阈值输出电流 I₃)下，功率转换器以PFM模式操作。通常将阈值水平I₃设定为低 于功率转换器可以处理的最大电流(或者负载)的10％。

然而，阈值水平I₃的这种低设定无助于提高在25％负载处的效 率。因此，具有低阈值水平I₃的常规PWM/PFM控制并不会帮助提 高整体平均效率——例如，如由诸如US-EPA2.0和EU-CoC之类的 全球能量标准所定义的整体平均效率。这样的标准基于对在四个负 载点：25％负载、50％负载、75％负载和100％负载处的效率求平均 而指定了功率转换器的平均效率。因此，期望在较高负载条件(例 如最大电流的50％)处转变到PFM模式，以利用PFM模式的功率 节省特征。

然而，使用常规控制方法，在较高负载条件下从PWM模式到 PFM模式的转变遭受严重的性能问题之害，诸如由PWM模式与PFM 模式之间的不平滑转变而引起的过度电压纹波。

其他常规功率转换器在贯穿负载条件的整个范围中均以PFM模 式操作。仅以PFM模式操作的功率转换器在开关频率下降到16kHz 左右时遭受可闻噪声之害。鉴于可能的负载的宽动态范围，使用这 种技术很难保持在音频带之外。

某些常规功率转换器在贯穿负载条件的整个范围中均以PWM 模式操作。这样的常规功率转换器以超过可闻范围的开关频率操作， 并且因此并不生成可闻噪声。然而，仅以PWM模式操作的功率转换 器在轻负载条件下遭受低效率之害。

除了活动模式效率(其中功率转换器提供的输出功率是旨在用 于功率转换器的最大输出的分数)之外，与无负载条件相关联的功 率消耗是全球能量标准的另一调控目标。无负载条件指的是这样一 种功率转换操作条件：在该条件期间，功率转换器的输入连接到功 率源，但是其输出并未连接到任何负载。在无负载条件下，虽然功 率转换器的输出功率和负载为零，但是其仍然消耗一定的输入功率， 这主要是由以下导致：由开关引起的开关损耗和传导损耗、控制器 自身消耗的功率，以及功率转换器内部的电阻器和电容器所消耗的 功率。

发明内容

本发明的实施方式包括自适应多模式数字控制方法，该方法在 不引起诸如较大可闻噪声或者多度电压纹波或者劣化的动态负载响 应之类的性能问题的情况下提高开关型功率转换器轻负载效率。开 关型功率转换器包括将负载电耦合到功率源或者将其从功率源电解 耦的开关。耦合到开关的开关控制器对开关的接通时间和关断时间 作出控制。开关控制器包括数字逻辑，用于生成控制开关的接通时 间和关断时间的脉冲信号。数字逻辑在负载超过第一负载水平时调 制脉冲信号的宽度并且将脉冲的频率保持在第一频率。数字逻辑还 在负载下降到低于第一负载水平但是超过第二负载水平时调制脉冲 信号的频率并且保持脉冲信号的宽度恒定。数字逻辑在负载下降到 低于第二负载水平但是超过第三负载水平时调制脉冲信号的宽度并 且将脉冲信号的频率保持在第二频率(低于第一频率)。

在一个实施方式中，第二频率高于可闻频率范围。通过在PFM 模式中调制脉冲信号的频率之前以第二频率在PWM模式中调制脉 冲信号的宽度来减小功率转换器中的电流。因此，在通过频率调制 达到可闻频率范围之前，功率转换器中的电流被显著减小。以这种 方式，当功率转换器以轻负载条件操作时，功率转换器生成的可闻 噪声被显著减小。

在一个实施方式中，当负载超过第四负载水平但是不超过第三 负载水平时，以PFM模式调制脉冲信号的频率并且将脉冲信号的宽 度保持恒定。当负载超过第五负载水平但是不超过第四负载水平时， 以PWM模式调制脉冲信号的宽度并且将脉冲信号的频率保持在第 三频率。可以确定第三频率，以将响应于从无负载或者非常轻负载 条件起的负载到功率转换器的初始连接的、功率转换器的输出电压 的下冲保持在允许的范围内。以这种方式，功率转换器可以在从无 负载条件或者非常轻负载条件起负载初始地连接到功率转换器时显 示出改善的动态性能。

在说明书中描述的特征和优势并非包括一切的，特别地，鉴于 附图和说明书，对本领域普通技术人员来说许多附加特征和优势将 是明显的。此外，应当注意的是，说明书中所使用的语言主要是为 了可读性和指导性的目的而选择的，而不是为了描绘或者限制本发 明主题而选择的。

附图说明

通过将以下详细描述与附图结合考虑，可以容易地理解本发明 的实施方式的教示。

图1是图示常规开关型功率转换器中的操作的模式的图表。

图2A是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的电路图。

图2B是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的控制器的 脚位的示图。

图2C是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的控制器的 内部电路的框图。

图3A是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的操作模式 的图表。

图3B是根据一个实施方式，图示实现图3A的操作模式的开关 型功率转换器中的控制器的数字逻辑控制块的示例电路的框图。

图3C是根据一个实施方式，图示实现图3A的操作模式的控制 器的数字逻辑控制块的负载检测器的框图。

图3D是根据一个实施方式，图示实现图3A的操作模式的开关 型功率转换器的操作模式的状态转变图。

图4A是图示在115V线输入电压下根据一个实施方式的开关型 功率转换器的经测量效率与常规开关型功率转换器的经测量效率之 对比的图表。

图4B是图示在230V线输入电压下根据一个实施方式的开关型 功率转换器的经测量效率与常规开关型功率转换器的经测量效率的 对比的图表。

图5A是根据另一实施方式，图示开关型功率转换器的操作模式 的图表。

图5B是根据一个实施方式，更详细地图示在轻负载条件下的图 5A的操作模式的图表。

图5C是根据一个实施方式，图示实现图5A和图5B的操作模 式的开关型功率转换器中的控制器的示例控制模块的框图。

图5D是根据一个实施方式，图示实现图5A和图5B的操作模 式的开关型功率转换器的操作模式的状态转变图。

具体实施方式

附图和以下描述仅通过示例说明的方式涉及本发明的优选实施 方式。应当注意的是，通过以下讨论，在此公开的结构和方法的备 选实施方式将被容易地识别为可行替代，该可行替代可以在不脱离 本发明的原理的情况下被采用。

现在将详细参考本发明的若干实施方式，在附图中图示了该若 干实施方式的示例。应当注意的是，在可行情况下，可以在附图中 使用相似或者相同的参考标记并且它们可以标示相似或者相同的功 能。附图仅出于图示的目的而描绘本发明的实施方式。通过以下描 述，本领域技术人员将容易认识到可以在不脱离在此描述的本发明 的原理的情况下采用在此示出的结构和方法的备选实施方式。

实施方式包括开关式功率转换器，该转换器在达到在功率转换 器中生成可闻噪声的开关频率之前使用PWM模式来减小功率转换 器中的电流。随着跨越功率转换器的输出的负载的减小，功率转换 器从高负载条件下的第一脉宽调制(PWM)模式转变到第一脉频调 制(PFM)模式，继而转变转变到第二PWM模式，以及转变到第二 PFM模式。在第二PFM模式期间，开关频率下降到可闻频率。然而， 功率转换器中的电流在转变到第二PFM模式之前在第二PWM模式 中减小到可忽略的水平。因此，当开关频率在第二PFM模式中下降 到可闻频率水平时，功率转换器在轻负载条件下不产生或者产生较 少可闻噪声，而同时跨越变化的负载条件获得高效率。另外，功率 转换器可以转变到第三PWM模式并且在轻负载或者无负载条件下 以第三PWM模式操作，以增强功率转换器在轻负载或者无负载条件 下的动态响应。如果在任何情况下负载进一步下降或者在负载瞬变 期间，功率转换器可以转变到第三PFM模式以阻止输出电压增加到 异常高的水平。

在PWM模式中，功率转换器的功率开关以恒定开关频率接通或 者关断(并且因此具有恒定开关周期)。通过调节每个开关周期期 间开关保持接通的时间来改变开关的占空比。占空比指的是在其中 开关被接通的开关周期的分数(通常表示为百分比)。例如，在PWM 模式中，可以以100kHz的开关频率来接通开关(并且因此具有10μs 的开关周期)。对于30％的占空比而言，对于每个开关周期，开关 接通3μs并且关断7μs。

在PFM模式中，功率转换器的功率开关接通设定的持续时间， 但是以可变开关频率操作(并且因此具有可变开关周期)。例如， 在PFM模式中，对于每个开关周期，开关可以接通5μs，但是开关 频率可以在40kHz与130kHz之间变化。40kHz的开关频率对应于 25μs的开关周期，并且因此在该开关频率下的占空比为20％ (＝5μs/25μs)。对于130kHz的开关频率而言，开关周期是7.7μs， 并且因此在130kHz下的占空比为65％(＝5μs/7.7μs)。

无负载条件指的是这样一种功率转换操作条件：在该操作条件 期间功率转换器的输入连接到功率源，但是功率转换器的输出并未 连接到任何负载。在无负载条件下，虽然功率转换器的输出功率与 负载为零，但是功率转换器仍然消耗一定的输入功率，这主要是由 以下导致：由开关引起的开关损耗和传导损耗、控制器自身消耗的 功率、以及功率转换器内部的电阻器和电容器消耗的功率。

示例功率转换器电路

图2是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器100的电路 图。功率转换器100包括三个主要部分，即前端104、功率级以及次 级级。前端104在节点L和N处连接至AC电压源(未示出)，并 且前端104包括桥式整流器，该桥式整流器包括电感器L1、电阻器 R1和F1、二极管D1、D2、D3、D4以及电容器C2。节点105处的 经整流输入线电压经由电阻器R10和R11输入到控制器IC 102的电 源电压管脚Vcc(管脚1)。节点105处的线电压还连接到电源变压 器T1-A的初级绕组106。电容器C5从经整流线电压中移除高频噪 声。节点105处的前端部分的输出是未经调节的DC输入电压。

功率级包括电源变压器T1-A、BJT功率开关Q1以及控制器IC 102。电源变压器T1-A包括初级绕组106、次级绕组107以及辅助 绕组108。控制器102通过对BJT功率开关Q1的接通状态和关断状 态的控制来保持输出调节。通过从控制器IC 102的OUTPUT管脚(管 脚5)输出的控制信号110来控制BJT功率开关Q1的接通状态和关 断状态。控制信号110驱动BJT功率开关Q1的基极(B)。BJT功 率开关Q1的集电极(C)连接到初级绕组106，而BJT功率开关Q1 的发射极(E)连接到控制器IC 102的I_SENSE管脚(管脚4)并且经 由电阻器R12接地。I_SENSE管脚以跨越感测电阻器R12的电压的形式 感测通过初级绕组106和BJT开关Q1的电流。控制器IC 102采用 如以下参照图3A或者图5A和图5B详细描述的调制技术来对以下 进行控制：功率开关Q1的接通和关断状态、BJT功率开关Q1的占 空比以及BJT基极电流的幅度。控制器IC 102的GND管脚(管脚2) 接地。

次级级包括充当输出整流器的二极管D6和充当输出滤波器的 电容器C10。节点109处的所得的经调节输出电压Vout被递送到负 载(未示出)和预负载R14。预负载R14使功率转换器在无负载条 件下的输出稳定。此外，ESD(静电放电)间隙(ESD1)耦合在初 级绕组106和二极管D6之间。

跨越辅助绕组108反映节点109处的输出电压Vout，该电压经 由电阻器R3和R4构成的电阻分压器输入到控制器IC 102的V_SENSE管脚(管脚3)。此外，虽然控制器IC 102在启动时由线电压105 加电，但是在启动之后和在正常操作中，控制器IC 102由跨越辅助 绕组108的电压加电。因此，二极管D5和电阻器R2形成整流器， 该整流器用于对跨辅助绕组108的电压进行整流，以供将该电压作 为在启动之后的正常操作期间输入到控制器IC 102的V_CC管脚(管 脚1)的电源电压使用。电容器C9用于保持在启动时来自节点105 处的线电压或者在启动后的开关周期之间来自跨越辅助绕组108的 电压的功率。

图2B是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器100的控制 器IC的脚位的示图。控制器IC 102是5管脚IC。管脚1(Vcc)是 用于接收电源电压的功率输入管脚；管脚2(Gnd)是接地管脚；管 脚3(V_SENSE)是模拟输入管脚，其被配置用于接收跨越反激开关型 功率转换器的辅助绕组108的电压以用于输出电压Vout的初级侧调 节；管脚4(I_SENSE)是模拟输入管脚，其被配置用于以模拟电压的 形式感测反激开关型功率转换器的初级侧电流以用于逐周期峰值电 流控制和限制。管脚5(Output)是输出管脚，其输出基极驱动信号 110来控制BJT功率开关Q1的接通和关断时间以及BJT基极电流的 幅度。

图2C是根据一个实施方式，更详细地图示开关型功率转换器的 控制器IC 102的内部电路的框图。控制器IC 102接收模拟参数(诸 如管脚3处的V_SENSE电压以及管脚4处的I_SENSE电压)，但是使用数 字电路和数字状态机自适应地处理这些参数，以在管脚5(Output) 处生成适当的基极驱动信号。控制器IC 102包括若干主电路块，这 些主电路块包括启动块210、信号调节块202、数字逻辑控制204、 数模转换器(DAC)220、接通逻辑块206、关断逻辑块208、SR触 发器212、Ipeak比较器218、过电流保护(OCP)比较器216以及 BJT基极驱动器214。控制器IC 102借助于自适应数字式初级侧反 馈控制来调节开关型电源100的输出电流Iout和输出电压Vout。感 测I_SENSE管脚(管脚4)处的初级侧电流允许在CV(恒定电压)以 及CC(恒定电流)模式两者中的逐周期峰值电流控制和限制，以及 允许对变压器T1-A的激磁电感Lm不敏感的精确的恒定电流(输出 电流Iout)控制。感测V_SENSE管脚(管脚3)处跨越辅助绕组108反 映的输出电压Vout允许精确的输出电压调节。

如以下参照图3A、图5A和图5B所详细描述的那样，控制器IC 102根据负载条件而使开关型电源100以PWM/PFM模式操作。更具 体地，在加电之后，当电源电压V_CC电压被增加到高于预定的上电 复位(POR)阈值的电压时，从启动块210生成ENABLE信号。 ENABLE信号被发送到发起接通命令的数字逻辑控制块204。作为 响应，接通逻辑块设定SR触发器212，从而使BJT基极驱动电流发 生器214生成经由OUTPUT管脚(管脚5)来接通BJT功率开关Q 1 的基极驱动电流110。控制器IC 102继而经由V_SENSE管脚(管脚3) 接收关于输出电压Vout的反馈信息(如在辅助绕组108上反映的)。

信号调节块202接收V_SENSE电压并且生成多种电压和电流反馈 参数，以供数字逻辑控制块204使用。信号调整块202生成多种电 压反馈信息，诸如数字反馈电压值V_FB。V_FB是代表在每个开关周期 中在变压器复位时间结束时所采样的V_SENSE电压的数字值，其缩放 到可比水平以与参考电压V_REF进行比较。V_REF也是数字值，其代表 开关型功率转换器的目标调节输出电压(例如5V)，其根据次级绕 组107与辅助绕组108之间的匝数比和电阻分压器(R3/(R3+R4)) 而缩放到较低值(例如，1.538V)。因此，根据开关型功率转换器 的目标调节输出电压来确定参考电压V_REF的特定值。对于电流反馈 而言，信号调节块202向数字逻辑控制块204提供次级电流定时信 息，诸如Tp(开关周期)和Trst(变压器复位时间)。可以使用多 种常规技术之一来确定电压反馈值和电流反馈值(包括V_FB、Tp和 Trst)。

控制电压Vc、Tp信息和Trst信息被用来计算将被用作峰值电流 模式切换的峰值阈值的Vipk的适当的数字值219。控制电压Vc代 表节点109处的负载水平。控制电压Vc随着节点109处负载的增加 而增加，并且随着节点109处负载的减小而减小。在PWM或者 DPWM或者DDPWM模式中的峰值电流模式切换中，如果输出电压 Vout比期望值低，则增加Vc，这转而增加开关的接通时间。通过增 加开关的接通时间，每个周期传递的能量更多，这转而增加Vout。 相反，如果输出电压Vout比期望值高，则减小Vc。Vc的减小使得 开关的接通时间减小。接通时间的减小使得每个周期传递的能量更 少，这转而降低Vout。同样地，在PFM或者DPFM或者DDPFM模 式中的峰值电流模式切换中，如果输出电压Vout比期望值低，则增 加Vc，这转而减小每个开关周期开关的关断时间。通过减小每个周 期开关的关断时间，在相同的时间量期间传递的能量更多，这转而 增加Vout。相反，如果输出电压Vout比期望值高，则减小Vc。Vc 的减小使得每个周期开关的关断时间增加。增加每个周期的关断时 间使得在相同的时间量期间传递的能量更少，这转而减小Vout。

为安全性和可靠性起见，控制器IC 102还包括过电流保护(OCP) 比较器216。一旦I_SENSE管脚电压达到OCP阈值(例如，在图2C的 示例中为1.1V)，则比较器216的输出Vocp被设定为高，从而导 致关断块208复位SR触发器212。作为响应，BJT基极驱动器214 关断BJT功率开关Q1。因此，无论开关型电源100处于什么操作条 件或者操作模式中，出于安全性原因BJT基极驱动器214均被立即 关断。也可以在控制器102中提供此处并未示出的其他安全措施， 诸如用于在电阻器R12短路时保护电源或者用于在发生故障时使 BJT基极驱动器214关断的机制。

自适应模式转变

图3A图示了根据一个实施方式的图表，该图表图示了开关型功 率转换器的操作。线J’-K’代表在恒定电压(CV)模式中的功率转换 器的操作。线K’-L’代表在恒定电流(CC)模式中的功率转换器的 操作。假定从PWM模式到PFM模式的转变点被移动到A’以提高效 率，并且假定功率转换器贯穿低于输出电流水平I₃的轻负载条件以 单一PFM模式操作，如图3A中的虚线A’-D所示。虽然由于功率转 换器在25％左右的负载范围内以PFM模式操作因而功率转换器的效 率可以增加，但是转变点A’在负载水平中向更高处的移动导致另一 问题。即，随着开关频率接近16KHz左右的可闻频率(F_SW1)，功 率转换器开始生成可闻噪声。可闻噪声主要由功率转换器的变压器 中的机电振动所生成。当达到可闻频率F_SW1时，功率转换器的输出 电流I_N1依然相对较高，并且因此当开关频率下降到可闻频率F_SW1时功率转换器生成大量可闻噪声。

在一个实施方式中，功率转换器以如由线M-A’、A’-B、B-C和 C-D所标示的模式操作。在如直线M-A’代表的高负载条件下，功率 转换器以第一PWM模式操作，以生成在I₃之上到最大输出电流I₄范围内的输出电流Iout。如果输出电流Iout下降到I₃之下，功率转 换器从第一PWM模式(由线M-A’代表)转变到第一PFM模式(由 线A’-B代表)，接着是第二PWM模式(此后称作‘深’PWM或者 DPWM，由线B-C代表)，再接下来是第二PFM模式(此后称作 ‘深’PFM或者DPFM，由线C-D代表)。将此与在其中贯穿I₃之下 的输出电流水平使用由线A’-D代表的单一PFM模式的常规功率转 换器相对比。

随着功率转换器的输出电流Iout下降到I₃，功率转换器切换到 由线A’-B代表的PFM模式。如上所述，全球能量标准基于对在四 个负载点(25％负载、50％负载、75％负载和100％负载)处的效率 求平均值而指定功率转换器的平均效率。为了满足这样的标准，将 I₃设定在显著高于最大负载25％的水平从而使得功率转换器在25％ 负载水平左右以PFM模式操作是有利的。在一个实施方式中，I₃被 设定为最大输出电流I₄的50％左右。

如果功率转换器的输出电流进一步下降到I₂，功率转换器转变到 DPWM模式，如在任何PWM模式中一样，在DPWM模式中开关的 占空比通过调节每个开关周期中开关的接通时间的持续时间来进行 控制。在DPWM模式期间，开关频率被保持在高于可闻频率范围的 F_SW2处。在一个实施方式中，F_SW2为20kHz左右，这高于可闻频率 范围。功率转换器以由线B-C代表的DPWM模式操作，其中功率转 换器生成在I₁与I₂之间的输出电流Iout。在一个实施方式中，I₁与 I₂分别被设定为最大输出电流I₄的5％与20％左右。

至少由于以下原因，在负载变得更轻时保持DPWM模式是不期 望的，这些原因有：(i)在F_SW2处的固定的开关频率导致更高的开 关损耗，(ii)在无负载条件下无法获得低功耗，以及(iii)最小开 关接通时间限制迫使功率转换器生成高于期望值的输出电压。因此， 随着功率转换器的输出电流进一步下降到I₁，功率转换器转变到 DPFM模式，其中如在任何PFM模式中一样对开关频率进行控制。 DPFM模式的操作区域由图3A中的线C-D标示。当以DPFM模式 操作时，功率转换器的开关频率下降到可闻频率范围内的F_SW1。然 而，在DPFM模式中在开关频率F_SW1下，功率转换器的输出电流是 I_N2，这显著低于图1的PFM模式中的I_N1。因此，与以单一PFM模 式(如由线A’-D所代表)操作的常规功率转换器相比，根据图3A 的转变方案操作的功率转换器不产生或者产生更少的可闻噪声。

在PFM模式与DPFM模式之间添加中介DPWM模式是有利的， 这是由于DPWM模式提供PFM模式和DPFM模式之间的平滑转变 这一附加原因。通过以DPWM模式操作，可以降低或者消除功率转 换器开关中的接通时间中和初级峰值电流中的突然跳变。因此，避 免了过度电压纹波或者输出功率的不稳定调节。另外，通过添加中 介DPWM模式，开关频率可以保持高于可闻频率，直到每个周期的 能量传递低至不足以引起可闻噪声。

数字逻辑控制块的示例

图3B是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的控制器IC 的数字逻辑控制块204的示例电路的框图。数字逻辑控制块204包 括负载检测器240、数字状态机250和控制模块260A等组件。负载 检测器240接收由信号调节块202提供的电压和电流反馈参数，以 生成控制电压Vc。控制电压Vc与功率转换器100的节点109处的 负载水平相关。具体地，较高的Vc表明较高的负载水平，而较低的 Vc表明较低的负载水平。数字状态机250基于控制电压Vc选择参 照图3A所描述的四个模式(PWM模式、PFM模式、DPWM模式和 DPFM模式)中的一个模式。数字状态机250输出指示出功率转换 器100的所选操作模式的选择信号252。控制模块260A接收选择信 号252并且激活以下四个控制算法中的一个：实现PWM模式的PWM 控制算法262、实现PFM模式的PFM控制算法264、实现DPWM 模式的DPWM控制算法266，以及实现DPFM模式的DPFM控制算 法268。所激活的算法生成针对DAC 220的数字输入信号219以及 针对接通逻辑块206的接通信号215。

图3C是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的控制器IC 102的数字逻辑控制块的负载检测器240的框图。负载检测器240 包括确定数字电压反馈值V_FB与数字参考电压值V_REF之间的差别的 数字误差发生器228等组件。所生成的数字误差信号230输入到包 括积分器232和比例块234的P-I函数(比例-积分函数)240中。积 分器232在时间上对数字误差信号230进行积分，该积分器的输出 在加法器236中被添加到数字误差信号230的缩放值(通过比例块 234中的系数Kp缩放)，以生成控制电压Vc 236。控制电压Vc 236 指示功率供应负载的程度(即在每个开关周期多少能量需要被传递 到负载以便保持所需的输出电压)，从而使得数字误差信号230保 持在零。一般而言，高控制电压Vc表明输出电流低于期望值，并且 应当被增加。将控制电压Vc 236定义为负载电流的函数的传递函数 的详细形式由控制模块260A中的算法262、264、266以及268限定。 具体地，算法262、264、266以及268限定针对每个操作模式的周 期接通时间以及开关频率。虽然图3C图示了生成控制电压Vc的数 字实现方式，但是也可以使用其他模拟实现方式来生成反映功率供 应负载程度的类似参数。

图3D是根据一个实施方式，图示开关型功率转换器的操作模式 的状态转变图。操作模式的转变基于控制电压Vc而在功率转换器中 发生，控制电压Vc充当针对跨越功率转换器的输出的负载的指标。 当控制电压Vc下降到设定值V_{C_THRSH_PWM2PFM}时，功率转换器的操 作模式从PWM模式转变到PFM模式。随着控制电压Vc进一步下 降到设定值V_{C_THRSH_PFM2DPWM}，功率转换器从PFM模式转变到 DPWM模式。随着控制电压Vc下降到低于设定值 V_{C_THRSH_DPWM2DPFM}，功率转换器从DPWM模式转变到DPFM模式。

另一方面，如果控制电压Vc上升到高于设定值 V_{C_THRSH_DPFM2DPWM}，则功率转换器的操作模式从DPFM转变到 DPWM模式。当控制电压Vc进一步上升到高于设定值 V_{C_THRSH_DPWM2PFM}时，功率转换器从DPWM模式转变到PFM模式。 随着控制电压Vc上升到高于设定值V_{C_THRSH_PFM2PWM}，功率转换器从 PFM模式转变到PWM模式。在一个实施方式中，V_{C_THRSH_DPWM2DPFM}和V_{C_THRSH_DPFM2DPWM}被设定到由负载检测器240在输出电流在I₁水 平时生成的值，具有一定滞后。同样地，V_{C_THRSH_PFM2DPWM}和 V_{C_THRSH_DPWM2PFM}被设定到由负载检测器240在输出电流在I₂水平时 生成的值，具有一定滞后。V_{C_THRSH_PWM2PFM}和V_{C_THRSH_PFM2PWM}也可 以被设定到由负载检测器240在输出电流在I₃水平时生成的值，具 有一定滞后。

返回参照图3A，控制器IC 102可以在恒定电压(CV)模式或 者恒定电流(CC)模式中操作以用于输出调节。使用Vc、Tp和Trst 信息，选择四个控制算法262至268中的一个来生成用以接通功率 开关Q1的适当的接通信号206以及适当的数字输入信号219。数字 输入信号219被转换成针对峰值电流模式切换的模拟峰值电流模式 阈值电压Vipk。Vipk被输入到比较器218并且与指示通过开关型功 率转换器100中的BJT功率开关Q1的初级侧电流的I_SENSE电压进行 比较。一旦I_SENSE管脚电压达到峰值电流模式阈值电压Vipk，则比 较器218的输出Ipeak被设定为高，从而使得关断块208复位SR触 发器212。作为响应，BJT基极驱动器电路214关断BJT功率开关 Q1。

数字状态机250基于所选的PWM模式、PFM模式、DPWM模 式或者DPFM模式确定何时接通BJT功率开关Q1。同样基于所确定 的Vipk信息，数字状态机250可以预测最大BJT集电极电流(因为 I_SENSE被限制到Vipk)并且确定BJT功率开关Q1中需要多少基极电 流。连同Tp、Trst定时信息以及所确定的基极电流信息，数字状态 机250可以利用动态基极驱动控制来接通BJT功率开关Q1。在接通 BJT并且建立变压器初级电流之后，I_SENSE管脚电压增加，这是由于 感测电阻器R12(参见图2)从BJT Q1发射极接地，并且发射极连 接到I_SENSE管脚。如上所述，一旦I_SENSE管脚电压达到阈值电压Vipk， BJT基极驱动器214便关断BJT功率开关。因此，数字逻辑控制块 还通过设定阈值电压Vipk，在峰值电流模式切换过程中控制BJT功 率开关Q1的关断。

性能比较

图4A是图示在115V的AC输入电压处根据一个实施方式的开 关型功率转换器的经测量效率与常规开关型功率转换器的经测量效 率相比较的图表。常规开关型功率转换器如图3A中所示以PWM模 式或者PFM模式操作。根据一个实施方式的开关型功率转换器在如 图3A中由线A’-B、线B-C和线C-D所图示的模式之间转变。该实 施方式的开关型功率转换器在高于250mA输出电流的高负载条件下 显示出近似相同水平的效率。常规开关型功率转换器的效率在低于 250mA输出电流的轻负载条件下显著下降，而根据该实施方式的功 率转换器的效率则随着负载下降而提高。

图4B是图示在230V的AC输入处根据一个实施方式的开关型 功率转换器的经测量效率与常规开关型功率转换器的经测量效率相 比较的图表。除了AC输入电压被设定到230V的较高水平之外，图 4B图示了与图4A相似的结果。即使当负载下降到低于250mA输出 电流水平时，根据该实施方式的功率转换器也并不显示出效率的显 著下降。相反地，常规功率转换器在低于250mA输出电流水平时经 历其效率的显著下降。

在轻负载条件下的PWM模式操作

在一个实施方式中，功率转换器在非常轻负载或者无负载条件 下以第三PWM模式(此后称作‘深-深PWM’或者DDPWM)操作， 以改善动态负载响应。当跨越功率转换器的输出的负载突然增加时 (例如，通过在功率转换器处于非常轻负载或者无负载条件下时， 初始地将功率转换器连接到外部输出负载)，功率转换器的输出电 压可以下降到低于允许的水平并且还由于轻负载条件下的低开关频 率而耗费延长的时间量来恢复到经调节的输出电压。为了增强在非 常轻负载或者无负载条件下的动态输出调节性能，随着跨越功率转 换器的输出的负载的增加或者减小，根据一个实施方式的功率转换 器以预定的开关频率切换到以DDPWM模式操作，并且继而转变到 DPFM模式或者第三PFM模式(此后称作‘深-深PFM’或者DDPFM)。

图5A是根据一个实施方式，图示实现DDPWM和DDPFM模式 的开关型功率转换器的操作模式的图表。高于输出电流水平I₁的功 率转换器操作基本上与以上参照图3A所描述的实施方式相同，并且 因此为了简明起见在此省略了对其的详细描述。在这个实施方式中， 在其中输出电流Iout低于I₁的轻负载条件下功率转换器以两个附加 的模式(DDPWM模式和DDPFM模式)操作，而不是贯穿轻负载 条件而以单一DPFM模式操作。

图5B是根据另一实施方式，更详细地图示在轻负载条件下图5A 的操作模式的图表。在其中功率转换器的输入功率逐渐减小到P₁(P₁对应于当功率转换器的输出电流是如图5A中所示的I₁时功率转换器 的输入功率)以下的情景中，功率转换器如在任何PFM模式中一样 以由线C-E所代表的DPFM模式操作。当功率转换器的输入功率下 降到P_a时，功率转换器转变到由线E-F代表的DDPWM模式，并且 如在任何PWM模式中一样以该DDPWM模式操作。

在一个实施方式中，线E-F通常对应于无负载操作，在无负载 操作期间功率转换器的输入连接到功率源，但是功率转换器的输出 并未连接到任何负载。在无负载条件下，来自功率转换器的实际输 出电流为零或者接近于零，但是由于功率转换器的功耗，输入功率 并不为零。P_a代表功率转换器的输入功率。P_a可以是功率转换器的 最大输入功耗的约1％。注意，图5B的水平轴代表功率转换器的输 入功率(与图3中水平轴代表输出电流不同)。随着负载减小，功 率转换器消耗的功率变得更加占主导地位并且不可以再被忽视。因 此，在图5B中，参考点P₁、P_a和P_b被标示为功率转换器的最大输 入功率的分数，而不是功率转换器的最大输出电流的分数。

在DDPWM模式中，功率转换器的开关频率保持在F_SW3。当输 入功率进一步下降时(例如，当通常实现为集成电路的控制器自身 消耗非常低的功率或者图2A中的预负载电阻器R14非常大或者被 完全移除时)，输入功率进一步下降到P_b，功率转换器转变到由线 F-D代表的DDPFM模式，并且如在任何PFM模式中一样以该 DDPFM模式操作。在一个实施方式中，P_b代表小于功率转换器的最 大输入功耗的大约0.5％。

在其中负载从输入功率低于P_b的点逐渐增加的情景中，功率转 换器以DDPFM模式操作，直到输入功率达到P_b。在该点，功率转 换器转变到DDPWM模式。随着负载的增加，功率转换器的占空比 在DDPWM模式中增加，直到输入功率达到P_a。在达到P_a之后，功 率转换器转变到DPFM模式并且以DPFM模式操作，直到负载增加 并且输入功率达到P₁。

以DDPWM模式操作功率转换器是有利的，这是由于功率转换 器在轻负载条件下的动态负载响应可以得到改善等原因。在图5A和 图5B的实施方式中，功率转换器以DDPWM模式操作并接着以 DDPFM模式操作，这与仅以由线C-D代表的单一DPFM模式操作 功率转换器相比，在非常轻负载以及无负载条件下(其中输入功率 水平低于P_a)将功率转换器的开关频率保持在相对高的频率。以当 输入功率为P_b时为例，采用DDPWM模式和DDPFM模式的功率转 换器的开关频率为F_SW3。开关频率F_SW3高于开关频率F_SW4，开关频 率F_SW4对应于贯穿轻负载条件以DPFM模式操作的功率转换器的输 入功率水平P_b。功率转换器在逐周期基础上调节功率开关Q1的接通 和关断状态以及其他参数。因此，增加轻负载条件下的开关频率改 善功率转换器在轻负载条件下的动态响应。

在一个实施方式中，基于当从无负载条件起将负载初始地连接 到功率转换器时所允许的电压下冲ΔVout以及最大输出电流I_init来确 定开关频率F_SW3。允许的电压下冲ΔVout以及最大输出电流I_init可以 例如由从功率转换器接收经调节DC电压的电子设备的制造商来指 定。开关频率F_SW3可以通过以下公式确定：

$F_{\mathrm{SW}3}=\frac{I_{\mathrm{init}}}{C_{\mathrm{out}}·{\mathrm{\Delta V}}_{\mathrm{out}}}$.................公式(1)

其中，C_out是输出滤波器的电容(在图2中，C10对应于输出滤波器)。 以将典型便携式电子设备(诸如移动电话)耦合到功率转换器为例，输 出滤波器C10的电容为460μF，I_init为600mA并且ΔVout为700mV。在 这种情况中，公式(1)产生大约1.8kHz的F_SW3。

当输入功率进一步下降时将功率转换器的操作转变到DDPFM 模式是有利的，这是由于转变可以阻止输出电压异常增高等等原因。 如果DDPWM贯穿整个无负载条件持续，直到输入功率下降到零为 止，则相对高的恒定开关频率F_SW3和最小开关接通时间限制将迫使 功率转换器生成高于期望值的输出电压，例如当：(i)控制器自身 的功耗非常低，(ii)预负载R14(参见图2A)非常大并且并不消 耗由DDPWM开关动作生成的最小功率，或者(iii)在由于突然从 功率转换器移除或者断开输出负载所造成的瞬态中。因此，功率转 换器的操作被转变到DDPFM模式，以通过阻止输出电压的异常增 加而确保功率转换器操作的安全性。

图5C是根据一个实施方式，图示控制模块260B的示例电路的 框图。控制模块260B代替图3B中的控制模块260A。除了PWM控 制算法262、PFM控制算法264、DPWM控制算法266以及DPFM 控制算法268之外，控制模块260B还存储用于实现DDPWM模式 的DDPWM控制算法520和用于实现DDPFM模式的DDPFM控制 算法530。PFM控制算法264、DPWM控制算法266以及DPFM控 制算法268的功能已在上文中参照图3B得到了详细描述；并且为了 简明起见在此省略了对以上的详细描述。控制模块260B的激活算法 生成针对DAC 220的数字输入信号219和针对接通逻辑块206的接 通信号215。

图5D是根据一个实施方式，图示实现图5A和图5B的操作模 式的开关型功率转换器的操作模式的状态转变图。PWM模式与PFM 模式之间的转变、PFM模式与DPWM模式之间的转变，以及DPWM 模式与DPFM模式之间的转变基本上与以上参照图3D所详细描述 的实施方式相同。因此，为了简明起见，在此省略对于这些转变的 详细描述。当控制电压Vc下降到设定值V_{C_THRSH_DPFM2DDPWM}时，功 率转换器的操作模式从DPFM模式转变到DDPWM模式。随着控制 电压Vc进一步下降到设定值V_{C_THRSH_DDPWM2DDPFM}，功率转换器从 DDPWM模式转变到DDPFM模式。另一方面，如果控制电压Vc上 升到高于设定值V_{C_THRSH_DDPFM2DDPWM}，则功率转换器的操作模式从 DDPFM模式转变到DDPWM模式。当控制电压Vc进一步上升到高 于设定值V_{C_THRSH_DDPWM2DPFM}时，功率转换器从DDPWM模式转变 到DPFM模式。

在一个实施方式中，V_{C_THRSH_DPFM2DDPWM}和V_{C_THRSH_DDPWM2DPFM}被设定到由负载检测器240在功率转换器的输入功率在水平Pa处生 成的值，具有一定滞后。同样地，V_{C_THRSH_DDPWM2DDPFM}和 V_{C_THRSH_DDPFM2DDPWM}被设定到由负载检测器240在输入功率在水平 Pb处生成的值，具有一定滞后。

通过阅读本公开，本领域技术人员将领会到针对开关型功率转 换器的其他附加备选设计。例如，控制器102可以被实现为基于模 拟信号处理而生成控制信号110的模拟电路。另外，虽然在图2中 示出的控制器102及其应用电路基于初级侧反馈控制，但是本发明 的相同原理也可应用到基于常规次级侧反馈控制的备选设计。另外， 可以使用MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)开关来代替 BJT开关Q1。因此，尽管已经图示和描述了本发明的特定实施方式 以及应用，但是应当理解本发明并不限于在此公开的精确结构和组 件，并且可以在本文所公开的本发明的方法和装置的布置、操作和 细节中做出对本领域技术人员来说将是显而易见的各种修改、变化 和变形，而不脱离本发明的精神和范围。