用于通过功率放大器来放大信号的方法、功率放大器系统、设备、计算机程序产品及其数字存储介质

技术领域

本发明涉及用于通过使用根据权利要求1的前序所述的功率放 大器来放大载波信号的方法，涉及根据权利要求10的前序所述的功 率放大器系统，并且涉及根据权利要求15的前序所述的计算机程序 产品。

背景技术

诸如由3GPP(3GPP＝第三代合作伙伴)开发的LTE(LTE＝长期 演进)或者由IEEE(IEEE＝电气与电子工程师协会)和WiMAX (WiMAX＝全球微波接入互操作性)论坛开发的WiMAX之类的现 代无线电通信系统使用诸如OFDM(OFDM＝正交频分复用)之类的 具有增强的频谱效率的调制技术。

OFDM信号的可变包络呈现大的动态范围。大的动态范围对数 模/模数转换器的数字分辨率方面提出了高要求，并且根据通过功率 放大器对OFDM信号的线性放大提出了高要求。动态范围由PAPR (PAPR＝峰均功率比)限定，该PARP是最大瞬时功率与平均功率 的比值。

功率放大器被设计用于提供放大以获取输入功率的最大上升 值。因此，利用电源的恒定DC偏置电流(DC＝直流)操作的功率放 大器仅利用根据输入功率的最高上升值或者所谓峰值功率的最大效 率工作。但是在很多时候，输入功率仅为峰值功率的一部分。这意 味着在很长一段时间中，功率放大器的输出功率仅为电源的功率功 耗的一部分，这导致了低的功率效率。尤其在低用户流量的时间段 期间(诸如从午夜到上午6点的夜晚时间)，功率效率相当低。存 在若干用于改善功率放大器的功率效率的解决方案。

PAPR降低算法可以用来限制峰值功率。以这种方式，功率放大 器并不是根据峰值功率来设计，而是根据预定义常数即低于峰值功 率的所谓削波(clipping)阈值来设计。所谓的削波阈值移除输入信 号的、高于削波阈值的信号峰值。可以借此改善功率放大器的功率 效率。但是仅可以获得针对高负载情形的改善。在低负载情形期间， 效率仍然相当低。又一缺点是功率放大器的输出信号的信号质量的 下降，这是由于削除信号峰值增加了SNR(SNR＝信噪比)并且增加 了输出信号的频谱带宽。

包络追踪方法是用于功率放大器的又一优化技术，该方法通过 基于输入信号的包络的电流幅度实时地控制功率放大器的电源电 压。理论上来讲，通过该技术可以获得功率放大器的最高功率效率。 但是，由于需要诸如耦合器、检测器、延迟/同步元件、高带宽电压 调制器之类的辅助部件或者需要复杂的数字信号算法，所以发射器 设计的复杂度显著增加。另外，控制针对诸如20MHz带宽的高带宽 输入信号的包络追踪方法需要对辅助部件的强大的技术要求。

在DE60100753T2中，公开了一种用于改善功率放大器的效率和 动态范围的方法。如果输入信号在参考水平之下，则电源电压由具 有低输出电压的第一电源生成，而如果输入信号在参考值之上，则 电源电压由具有高输出电压的第二电源生成。

控制功率放大器的电源的方式影响功率放大器的功率效率。

因此，本发明的目的是改善功率放大器的功率效率。

发明内容

该目的通过使用功率放大器系统的功率放大器来放大载波信号 的方法来实现，利用电源的电源电压为功率放大器供电，其中该方 法包括将电源电压的值调适到与功率放大器系统的输入信号的平均 信号功率有关的值的步骤，并且其中该方法还包括根据削波阈值来 限制输入信号的信号峰值的步骤，并且其中削波阈值由与平均信号 功率有关的值确定。

该目的还通过针对功率放大器系统的独立权利要求10以及通过 针对计算机程序产品的独立权利要求15来实现。

根据本发明的方法提供降低功率放大器的功耗的益处，这是由 于功率放大器的DC偏置电流总是被限制到某一值，该值足以放大 功率值等于平均信号功率的输入信号。此外，可以降低功率放大器 系统的整体功耗。

与包络追踪方法相比较而言，该方法不需要在功率放大器的输 入信号路径中的延迟/同步元件来将电源的电压调制与输入信号的实 时包络同步。此外，不需要在包络追踪方法中所使用的诸如耦合器、 检测器、延迟/同步元件之类的辅助部件、以及复杂的数字信号算法。

与包络追踪方法相比较而言，在更长时间中执行电源电压的改 变，这是由于平均信号功率具有比输入信号的实时包络较低的频率 带宽。根据用于本发明的组件的技术需求借此比关于包络追踪方法 所使用的组件的技术需求低。

在本发明的优选实施方式中，输入信号是数字输入信号或者模 拟输入信号。

由此，本发明可以用于具有数字输入信号的功率放大器系统以 及具有模拟输入信号的功率放大器系统。

在本发明的又一优选实施方式中，该方法还包括步骤：将输入 信号的峰均功率比保持在预定义范围中。这提供了避免由具有远大 于平均信号功率的信号功率的信号峰值引起的功率放大器的放大的 饱和的益处。此外，可以防止功率放大器的输出信号的失真(诸如 生成由放大的饱和引起的附加边带)。预定义范围可以以这样的方 式选择，该方式满足诸如无线电通信标准给出的关于信号完整性的 要求。

在本发明的又一优选实施方式中，利用在下降斜率的绝对值之 上的上升斜率值来执行电源电压的调适。该又一实施方式一方面降 低了调适步骤的数目。在另一方面，允许电源电压向平均信号功率 的快速上升的调适，以通过平均输入功率的快速增加来避免功率放 大器的放大饱和。

在本发明的又一优选实施方式中，该方法还包括步骤：按照第 一预定义时间间隔测量输入信号的值以及使用在第二预定义时间间 隔内测量的输入信号的值来计算与平均信号功率有关的值。通过使 用该实施方式，可以直接从物理层收集数据，以计算输入信号的平 均信号功率。这提供了获得电源电压的短时间调适的优势。

在本发明的又一优选实施方式中，该方法还包括步骤：从较高 层实体接收数据流量指示。这提供了在以通过修改用户流量或者信 令流量的量的快速方式增加物理层的输入信号的包络幅度之前及时 调适电源电压的益处。

在本发明的又一优选实施方式中，该方法还包括步骤：测量至 少一个又一信号的至少一个又一特性的至少一个值，并且至少一个 又一特性是至少一个又一信号的质量指标。

这提供了以更精确的方式调节电源电压和/或峰均功率比的益 处，从而使得可以优化经放大的载波信号的信号质量。

本发明的其他有益特征由针对方法和功率放大器系统的从属权 利要求，以及由针对计算机程序产品、设备和数字存储介质的从属 权利要求限定。

附图说明

本发明的实施方式在以下详细描述中将变得清晰，并且将通过 以非限制性图示方式给出的附随附图来图示本发明的实施方式。

图1示出了根据本发明的第一实施方式的第一应用的功率放大 器系统的框图。

图2示出了根据本发明的第一实施方式的第一应用的方法的流 程图。

图3示出了根据本发明的第一实施方式的第二应用的功率放大 器系统的框图。

图4示出了根据本发明的第一实施方式的第二应用的方法的流 程图。

图5示出了根据本发明的第二实施方式的第一应用的功率放大 器系统的框图。

图6示出了根据本发明的第二实施方式的第一应用的方法的流 程图。

图7示出了根据本发明的第二实施方式的第二应用的功率放大 器系统的框图。

图8示出了根据本发明的第二实施方式的第二应用的方法的流 程图。

图9示出了根据本发明的第二实施方式的第一特性图。

图10示出了根据本发明的第二实施方式的第二特性图。

图11示出了根据本发明的第三实施方式的方法的流程图。

图12示出了根据本发明的第四实施方式的方法的流程图。

图13示出了根据本发明的第一、第二、第三以及第四实施方式 的设备的框图。

具体实施方式

图1示出了根据本发明的第一实施方式的第一应用的功率放大 器系统PAS1的框图。

功率放大器系统PAS1可以被包含在诸如LTE系统(LTE＝长期 演进)、WiMAX系统(WiMAX＝全球微波接入互操作性)或者WLAN 系统(WLAN＝无线局域网)之类的无线电通信系统的网络元件的发 射器中。

网络元件例如是基站。网络元件的其他备选是接入点、移动电 话、PDA(PDA＝个人数字助理)、笔记本电脑等。

在一个备选中，功率放大器系统PAS1可以被包含在诸如ADSL (ADSL＝非对称数字订户线)之类的固定接入通信系统的收发器中。

在又一备选中，功率放大器系统PAS1可以被包含在诸如hi-fi 系统之类的音频或视频系统中。

一般而言，根据本发明第一实施方式的功率放大器系统PAS1可 以在其中需要放大电磁信号的任何应用中使用。

数字基带板BB1生成包括同相信号部分I和正交信号部分Q的 复数数字输入信号DS。

在一个备选中，数字基带板BB1可以生成包括单个实部的实数 数字输入信号。

功率放大器系统PAS1包括模拟RF前端(RF＝射频)RFFE1和 数字基带板BB1的一部分。

在一个备选中，功率放大器系统PAS1可以包括模拟RF前端 RFFE1和又一数字基带板。

数字基带板BB1的该部分可以包括诸如FPGA(FPGA＝现场可 编程门阵列)、CPLD(复杂可编程逻辑设备)、ASIC(ASIC＝专用 集成电路)或者DSP(DSP＝数字信号处理器)之类的调适单元ADU。

RF前端RFFE1可以包括两个DAC(DAC＝数模转换器)(即 DAC1和DAC2)、调制和上变频模块MU1、本地振荡器LO1、电 源SMPS1和功率放大器PA1。

在一个备选中，将DAC(即DAC1和DAC2)的位置从RF前端 RFFE1转移到基带板BB1。

数字输入信号DS是诸如OFDM(OFDM＝正交频分复用)、CDMA (CDMA＝码分多址)、WCDMA(WCDMA＝宽带CDMA)或者多 载波GSM(GSM＝全球移动通信系统)之类的传输方法的信号。

在一个备选中，数字输入信号表示音频或者视频系统的音频或 者视频信号。

数字输入信号DS的正交信号部分Q的信号路径连接到第一 DAC(即DAC1)的输入接口，并且同相信号部分I的信号路径连接 到第二DAC(即DAC2)的输入接口。此外，两个信号路径都连接 到调适单元ADU的输入接口。

在一个备选中，实数信号的单个信号路径连接到单个DAC并且 连接到包括单个输入接口的调适单元。

用于模拟信号AS1的同相信号部分I和正交信号部分Q的两个 DAC(即DAC1、DAC2)的输出接口连接到调制和上变频模块MU 的输入接口。

本地振荡器LO1连接到调制和上变频模块MU的又一输入接口。

用于载波信号CS1的、调制和上变频模块MU的输出接口连接 到功率放大器PA1的信号输入接口PASIGIN1。

调适单元ADU计算与数字输入信号DS的平均信号功率有关的 值MSPL1，该值在电源SMPS1处使用以用于调适电源SMPS1的电 源电压PASV1的值。

调适单元ADU的输出接口连接到电源SMPS1的控制端口CP1。

控制端口CP1可以是数字控制端口。

在一个备选中，控制端口CP1可以是模拟控制端口，并且可以 在调适单元ADU与电源SMPS1之间使用又一DAC，从而将来自调 适单元ADU的数字值转换成模拟值。

电源SMPS1可以是开关模式电源，该电源提供了利用相同高的 效率生成在不同功率水平处的电源电压PASV1的益处。

在一个备选中，电源SMPS1可以是诸如在包络追踪方法中使用 的电压调制器。

电源SMPS1将电源电压PASV1的值调适到经由控制端口CP1 接收到的值MSPL1。

用于电源SMPS1的电源电压PASV1的输出接口连接到功率放 大器PA1的电压输入接口PASVIN1。

功率放大器PA1基于电源电压PASV1的经调适值将载波信号 CS1放大成经放大的载波信号ACS1。

这提供了增加功率放大器PA1的功率效率，并且由此降低功率 放大器系统PAS1的整体功耗的益处。

参照图2，示出了根据本发明的第一实施方式的第一应用的方法 M1的流程图。

用于执行方法M1的步骤的顺序和数目不是关键的，并且如本领 域技术人员可以理解的，步骤的顺序和数目可以改变而不脱离本发 明的范围。

在第一步骤M1/1中，通过数字基带板BB1的包括调适单元ADU 的部分接收数字输入信号DS的同相信号部分I和正交信号部分Q。

连续地执行步骤M1/1。

在下一步骤M1/2中，调适单元ADU测量并且存储在某些时间 点上数字输入信号DS的同相信号部分I和正交信号部分Q的值，这 些时间点由第一预定义时间间隔给出。

在一个备选中，调适单元ADU连续地测量并且存储数字输入信 号DS的同相信号部分I和正交信号部分Q的所有值。

在又一步骤M1/3中，调适单元ADU计算与数字输入信号DS 的平均信号功率有关的值MSPL1。

在第一子步骤中，调适单元ADU对同相信号部分I和正交信号 部分Q求平方，并且将同相信号部分I和正交信号部分Q的平方相 加，以获得中间值。

在第二子步骤中，调适单元ADU通过对第一子步骤的所有中间 值求平均来计算与数字输入信号DS的平均信号功率有关的值 MSPL1，中间值属于第二预定义时间间隔。第二预定义时间间隔等 于或者大于第一预定义时间间隔。

与平均信号功率有关的值MSPL1可以基于数字输入信号DS的 信号幅度的绝对值的算术平均。

在又一些备选中，与平均信号功率有关的值MSPL1可以基于数 字输入信号DS的功率幅度的均方值、数字输入信号DS的广义平均 值或者基于数字输入信号DS的移动平均值。

在又一优选备选中，数字输入信号DIS的移动平均值根据在第 二预定义时间间隔的第一部分内测量的数字输入信号DS值使用较 低权重，并且根据在第二预定义时间间隔的第二部分内测量的数字 输入信号DS值使用较高权重，并且第二预定义时间间隔的第一部分 之后是第二预定义时间间隔的第二部分。由此，与平均信号功率有 关的值MSPL1较强地取决于最近测量的值，并且可以在较快时间中 根据突发改变做出反应。

在步骤M1/3之后重复步骤M1/2。

如果已根据对与平均信号功率有关的值MSPL1的先前计算而改 变与平均信号功率有关的值MSPL1，则在步骤M1/4之后是步骤 M1/3。

在一个优选备选中，如果已根据与平均信号功率有关的值 MSPL1的先前计算将与平均信号功率有关的值MSPL1改变预定义 量，则步骤M1/4之后是步骤M1/3。

在又一备选中，步骤M1/4之后总是步骤M1/3。

在下一步骤M1/4中，功率放大器PA1的电源电压PASV1的值 被调适成与数字输入信号DS的平均信号功率有关的值MSPL1。

与平均信号功率有关的值MSPL1是平均信号功率水平，并且电 压电源SMPS1例如通过使用电压电源SMPS1的查找表或者通过使 用具有电源电压PASV1的值与平均信号功率水平之间的关系的方程 来确定电源电压PASV1的值。

在又一备选中，与平均信号功率有关的值MSPL1是控制端口 CP1用于提取特定电源电压PASV1所需要的特定值。因此，调适单 元ADU通过使用调适单元ADU的查找表来计算该特定值。这提供 了不需要电压电源SMPS1内的内部逻辑的益处，并且提供了由于独 立于控制端口的特定控制语言而导致的使用电源中的更高灵活性的 益处。

在又一备选中，与平均信号功率有关的值MSPL1是通过使用调 适单元ADU的另一查找表的电源电压PASV1的递增值。电源SMPS1 根据所接收到的递增值改变电源电压PASV1。这提供了以较高分辨 率向电源SMPS1应用值的益处。

优选地，调适单元ADU利用在下降斜率的绝对值之上的上升斜 率值来调适电源电压PASV1的值。由此，电源电压PASV1与下降 相比可以更快地增加。

这在一方面提供了降低调适步骤的数目的益处。在另一方面， 实现电源电压PASV1向平均信号功率水平MSPL1的快速上升的调 适，从而通过平均输入功率水平MSPL1的快速增加来避免功率放大 器PA1的放大饱和。

在连续并且与步骤M1/2、M1/3和M1/4并行执行的又一步骤 M1/5中，功率放大器PA1将数字输入信号DS放大成经放大的载波 信号ACS1。

通常在步骤M1/4完成之前执行针对同一数字输入信号DS的又 一步骤M1/5。因此，利用功率放大器PA1的电源电压PASV1的先 前经调适的值来执行同一数字输入信号DS的同相信号部分I和正交 信号部分Q的放大。

利用根据步骤M1/4而并非直到步骤M1/4结束的、功率放大器 PA1的电源电压PASV1的新的经调适的值来执行进一步接收到的数 字输入信号DS的同相信号部分I和正交信号部分Q的放大，直到完 成步骤M1/4。

在第一子步骤，由DAC(DAC1、DAC2)将数字输入信号DS 的同相信号部分I和正交信号部分Q转换成模拟信号AS1。

在又一子步骤中，调制和上变频模块MU将模拟信号AS1的同 相信号部分I和正交信号部分Q调制为中间信号，并且通过将中间 信号与本地振荡器LO1的频率信号进行混频而将该中间信号转换成 载波信号CS1。

在一个备选中，输入信号DS的同相信号部分I和正交信号部分 Q的调制可以通过定位在基带板BB1上的基带或者IF调制器(IF＝ 中频)来执行，并且经由RF前端RFFE1仅执行上变频。

在最后的子步骤中，根据功率放大器PA1的电源电压PASV1将 载波信号CS1放大成经放大的载波信号ACS1。

经放大的载波信号ACS1被发送到天线，该天线连接到功率放大 器PA1的输出接口。

在一个备选中，经放大的载波信号ACS1可以被插入到固定传输 线中。

在又一备选中，经放大的载波信号ACS1可以被发送到音频或者 视频系统的扬声器。

通过根据本发明第一实施方式的第一应用的方法M1，根据预 定的平均信号功率向功率放大器PA1应用预定的电源电压PASV1。

一般而言，对于增加的平均信号功率而言，向功率放大器PA1 施加增加的电源电压PASV1，并且对于减小的平均信号功率而言， 向功率放大器PA1施加减小的电源电压PASV1。

这提供了降低功率放大器PA1的功耗的益处，这是由于功率 放大器PA1的DC偏置电流总是被限制到某一值，该值足以放大具 有与平均信号功率有关的功率水平的载波信号CS1。

与包络追踪方法相比较而言，该方法不需要在功率放大器PA1 的输入信号路径中的延迟/同步元件来将电源的电压调制与数字输入 信号的包络的实时幅度同步。此外，不需要在包络追踪方法中所使 用的诸如耦合器、检测器、延迟/同步元件之类的辅助元件以及复杂 的数字信号算法。

与包络追踪方法相比较而言，在更长时间中执行电源电压的改 变，这是由于平均信号功率具有比数字输入信号DS的包络的实时幅 度低的频率带宽。根据用于本发明的组件的技术需求借此比关于包 络追踪方法所使用的组件的技术需求低。

图3示出了根据本发明的第一实施方式的第二应用的功率放 大器系统PAS2的框图。

功率放大器系统PAS2包括耦合器COUP1、功率检测器PD、 低通滤波器LPF1、上变频单元U、本地振荡器LO2、电源SMPS2 和功率放大器PA2。

功率放大器系统PAS2可以被包含在诸如LTE系统、WiMAX 系统、或者WLAN系统之类的无线电通信系统的网络元件的发射器 中。

网络元件例如可以是基站。网络元件的其他备选是移动电话、 PDA、笔记本电脑、具有无线电接口的USB闪存驱动器等。

在一个备选中，功率放大器系统PAS2可以被包含在诸如hi-fi 系统之类的音频或视频系统中，并且功率放大器系统PAS2可以不包 括上变频单元U和本地振荡器LO2。

模拟输入信号AS2的信号路径连接到耦合器COUP1的输入接 口。

耦合器COUP1关于分离因子将模拟信号AS2分离为第一信号 部分AS2_1和第二信号部分AS2_2。第一信号部分AS2_1的功率水 平在第二信号部分AS2_2的功率水平之上。

耦合器COUP1的输出接口连接到用于第一信号部分AS2_1的 上变频单元U的输入接口，并且连接到用于第二信号部分AS2_2的 功率检测器PD的输入接口。

本地振荡器LO2连接到上变频单元U的又一输入接口。

用于载波信号CS2的上变频单元U的输出接口连接到功率放 大器PA2的信号输入接口PASIGIN2。

功率检测器PD测量第二信号部分AS2_2并且根据第二信号部 分AS2_2的信号功率生成功率水平信号PL_AS2_2。功率检测器PD 可以是高带宽功率检测器。

功率检测器PD的输出接口连接到低通滤波器LPF1的输入接 口。

低通滤波器LPF1生成与第二信号部分AS2_2的平均信号功率 有关的电压MSPL2。

低通滤波器LPF1的输出接口连接到电源SMPS2的控制端口 CP2。

在一个备选中，低带宽功率检测器可以用来测量第二信号部分 AS2_2并且可以用来生成与第二信号部分AS2_2的平均信号功率有 关的值。这提供了不需要低通滤波器LPF1的益处。

电源SMPS2的控制端口CP2可以是模拟控制端口。

在一个备选中，控制端口CP2可以是数字控制端口并且可以 在低通滤波器LPF1和电源SMPS2之间使用ADC(ADC＝模数转换 器)以将来自低通滤波器LPF1的模拟值转变成数字值。

在又一备选中，控制端口CP2可以要求控制语言，并且ADC 可以与数字处理单元组合以计算控制语言的控制参数的值。

电源SMPS2可以是开关模式电源，从而提供了以相同高的效 率在不同功率水平处生成电源电压PASV2的益处。

电源SMPS2将电源电压PASV2的值调适到与模拟输入信号 AS2的平均信号功率有关的值MSPL2。

用于电源SMPS2的电源电压PASV2的输出接口连接到功率放 大器PA2的电压输入接口PASVIN2。

功率放大器PA2基于电源电压PASV2的经调适的值将载波信 号CS2放大成经放大的载波信号ACS2。

根据本发明的第一实施方式的第二应用的功率放大器系统 PAS2提供了增加功率放大器PA2的功率效率并且因此降低模拟功 率放大器系统PAS2的整体功耗的益处。

参照图4，示出了根据本发明的第一实施方式的第二应用的方 法M2的流程图。

用于执行方法M2的步骤的顺序和数目不是关键的，并且如本 领域技术人员可以理解的，步骤的顺序和数目可以改变而不脱离本 发明的范围。

在第一步骤M2/1中，由功率放大器系统PAS2接收模拟输入 信号AS2。

连续地执行步骤M2/1。

在下一步骤M2/2中，耦合器COUP1连续地将模拟输入信号 AS2分离为第一信号部分AS2_1和第二信号部分AS2_2。

在又一步骤M2/3中，功率检测器PD连续地测量第二信号部 分AS2_2的信号功率并且生成功率水平信号PL_AS2_2。

在下一步骤M2/4中，低通滤波器LPF1通过平滑功率水平信 号PL_AS2_2的突发改变而连续地生成与第二信号部分AS2_2的平 均信号功率有关的电压MSPL2。

在又一步骤M2/5中，考虑到耦合器COUP1的分离因子，功 率放大器PA2的电压PASV2的值被连续地调适到与模拟输入信号 AS2的第二信号部分AS2_2的平均信号功率有关的电压MSPL2。

在第一备选中，与第二信号部分AS2_2的平均信号功率有关 的电压MSPL2被直接应用到电压电源SMPS2的控制端口CP2，并 且电压电源SMPS2例如通过使用电压电源SMPS2的查找表来确定 电源电压PASV2的值。

在第二备选中，与第二信号部分AS2_2的平均信号功率有关 的电压MSPL2通过又一转换单元被转换成控制端口CP2的参数值。

在连续并且与步骤M2/3、M2/4和M2/5并行地执行的又一步 骤M2/6中，功率放大器PA2基于电源电压PASV2的经调适的值将 载波信号CS2放大成经放大的载波信号ACS2。

在第一子步骤中，模拟输入信号AS2的第一信号部分AS2_1 被应用到上变频单元U的输入接口。

在又一子步骤中，上变频单元U通过将第一信号部分AS2_1 与本地振荡器LO2的频率信号进行混频而将第一信号部分AS2_1转 换成载波信号CS2。

在最后的子步骤中，根据功率放大器PA2的电源电压PASV2 将载波信号CS2放大成经放大的载波信号ACS2。

经放大的载波信号ACS2被发送到天线上，该天线连接到功率 放大器PA2的输出接口。

在一个备选中，经放大的载波信号ACS2可以被插入到固定传 输线中。

在又一备选中，经放大的载波信号ACS2可以被发送到音频或 者视频系统的扬声器。

根据本发明的方法M2提供降低功率放大器PA2的功耗的益 处，这是由于功率放大器PA2的DC偏置电流总是被限制到某一值， 该值足以放大具有与模拟输入信号AS2的信号功率水平有关的载波 信号AS2。

此外，降低了功率放大器系统PAS2的整体功耗。

参照图5，示出了根据本发明的第二实施方式的第一应用的功 率放大器系统PAS3的框图。

与图1中示出的功率放大器系统PAS1相比，功率放大器系统 PAS3包括代替调适单元ADU的削波单元CLP，该削波单元CLP具 有削波和预矫正功能。

削波单元CLP还包括根据图1的调适单元ADU的功能。

在一个备选中，附加的调适单元可以包括根据图1的调适单元 ADU的功能并且可以与削波单元CLP交互。

此外，功率放大器系统PAS3包括具有耦合器COUP2的预矫 正反馈路径PFP、解调和下变频单元DD、又一本地振荡器LO3以 及两个ADC(即ADC1、ADC2)。

定位在数字基带板BB2的一部分上的削波单元CLP可以是 DSP(DSP＝数字信号处理器)或者FPGA(FPGA＝现场可编程门阵 列)。

在一个备选中，削波单元CLP可以定位在又一数字基带板上。

预矫正功能提供了通过增加朝向更高输出功率的线性放大范 围而获得更线性的功率放大器PA1并且由此降低经放大的载波信号 ACS3的频谱失真的益处。

在一个备选中，如果功率放大器PA1的功率放大的线性度可 以是足够的，则功率放大器系统PAS3可以不包括预矫正反馈路径 PFP，并且削波单元CLP可以不包括预矫正功能。

在又一备选中，削波和预矫正功能定位在数字基带板BB2的 一部分上的单独单元中。

数字输入信号DS的同相信号部分I和正交信号部分Q的信号 路径都连接到削波单元CLP的输入接口。

用于数字削波信号DCLS的同相信号部分I和正交信号部分Q 的削波单元CLP的输出接口连接到两个DAC(即DAC1、DAC2) 的输入接口。

削波单元CLP的削波功能根据削波阈值限制数字输入信号DS 的信号峰值，削波阈值由与平均信号功率有关的值MSPL1确定。借 此将数字输入信号DS的PAPR(PAPR＝峰均功率比)保持在预定义 范围内。

参照图6，示出了根据本发明的第二实施方式的第一应用的方 法M3的流程图。除了在本发明的第一实施方式的第一应用中执行 的步骤M1/1、M1/2、M1/3、M1/4和M1/5之外，可以与步骤M1/4 并行地执行步骤M3/1。

用于执行方法M3的步骤的顺序和数目不是关键的，并且如本 领域技术人员可以理解的，步骤的顺序和数目可以改变而不脱离本 发明的范围。

在步骤M3/1中，削波单元CLP将数字输入信号DS的PAPR 保持在预定义范围中。因此，削波单元CLP使用与平均信号功率有 关的值MSPL1以根据预定义范围来调节削波阈值，并且由此生成数 字削波信号DCLS。数字输入信号DS的超过削波阈值的所有信号峰 值被平坦化或者削平(level)到削波阈值。

在第一备选中，通过简单地将所有信号值削平到削波阈值来执 行所谓的硬削波。在该情况中，数字削波信号DCLS的特性曲线可 能包括锐利边缘(参见图9和图10)。

在优选的第二备选中，可以通过在经削波的信号峰值处平滑数 字削波信号DCLS的特性曲线来执行所谓的软削波。这提供了避免 生成谐波并且避免因谐波导致的数字削波信号DCLS的频率带宽扩 展的益处。

在又一优选的备选中，数字削波信号DCLS的信号包络由于软 削波而可以轻微地超过削波阈值。

与方法M1相比，在步骤M1/5中执行又一子步骤。在该又一 子步骤中，削波单元CLP基于经由预矫正反馈路径PFP接收到的反 馈信息来修改数字输入信号DS。

在一个备选中，如果功率放大器系统可以不包括预矫正路径， 则可以不执行该又一子步骤。

通过根据本发明的第二实施方式的第一应用的方法M3，根据 预定的平均信号功率向数字输入信号DS施加预定的削波阈值。一般 而言，对于增加的平均功率信号，向数字输入信号DS应用增加的削 波阈值，而对于减小的平均功率信号，向数字输入信号DS应用减小 的削波阈值。

这提供了避免由具有远大于平均信号功率的信号功率的信号 峰值引起的功率放大器PA3的放大的饱和的益处。此外，可以防止 功率放大器PA3的输出信号的失真(诸如生成由放大的饱和引起的 附加边带)。可以以这样的方式选择预定义范围，该方式满足诸如 由无线电通信标准给出的关于信号完整性的要求。

参照图7，示出了根据本发明的第二实施方式的第二应用的功 率放大器系统PAS4的框图。

与图3中示出的功率放大器系统PAS2相比而言，功率放大器 系统PAS4附加地包括运算放大器OA和又一低通滤波器LPF2。

由低通滤波器LPF1生成并且应用到电源SMPS2的控制端口 CP2的、与平均信号功率有关的电压MSPL2附加地用作运算放大器 OA的电源电压。

运算放大器OA包括用于模拟信号AS2的第一信号部分AS2_1 的输入接口、用于作为运算放大器OA的电源电压的电压MSPL2的 接口以及用于模拟削波信号ACLS的输出接口。

在一个备选中，晶体管可以用来代替运算放大器OA。

运算放大器OA将模拟输入信号AS2的第一信号部分AS2_1 的信号峰值限制到又一削波阈值，该阈值由与平均信号功率有关的 值MSPL2确定。由此，将模拟信号AS2的第一信号部分AS2_1的 PAPR(PAPR＝峰均功率比)保持在预定义范围内。

在一个备选中，可以使用分压器来经由电压MSPL2生成用于 运算放大器OA的降低的电源电压。

在又一备选中，又一运算放大器可以用来经由电压MSPL2生 成用于运算放大器OA的经放大的电源电压。

在又一备选中，可以在低通滤波器LPF1和电源SMPS2之间 使用又一分压器或者又一运算放大器，从而将电压MSPL2调适到电 源SMPS2的控制端口CP2所要求的电压。

又一低通滤波器LPF2包括用于模拟削波信号ACLS的输入接 口和用于经滤波的模拟削波信号FACLS的输出接口，该经滤波的模 拟削波信号FACLS被应用到上变频单元U的输入接口。

又一低通滤波器LPF2移除通过运算放大器OA的削波过程生 成的模拟削波信号ACLS的频谱分量。

在一个备选中，如果运算放大器OA通过削波过程可以不生成 模拟削波信号ACLS的附加的频谱分量，则功率放大器系统PAS4 可以不包括又一低通滤波器LPF2。

参照图8，示出了根据本发明的第二实施方式的第二应用的方 法M4的流程图。除了在本发明的第二实施方式的第二应用中执行 的步骤M2/1、M2/2、M2/3、M2/4、M2/5以及M2/6之外，可以与 步骤M2/5并行地执行步骤M4/1。

用于执行方法M4的步骤的顺序和数目不是关键的，并且如本 领域技术人员可以理解的，步骤的顺序和数目可以改变而不脱离本 发明的范围。

在步骤M4/1中，运算放大器OA将模拟输入信号AS2的第二 部分AS2_1的PAPR保持在又一预定义范围中，并且生成模拟削波 信号ACLS。因此，运算放大器OA在操作点处作为限幅器工作，该 运算放大器OA将在又一削波阈值之下的模拟输入信号AS2的第一 部分放大一倍，并且针对超过又一削波阈值的信号峰值工作在饱和 模式中并且由此将第一部分AS2_1的信号峰值平坦化或者削平到削 波阈值。操作点由电压MSPL2设定。

在步骤M2/5中，执行又一子步骤。在该又一子步骤中，又一 低通滤波器LPF2移除已经由运算放大器OA的削波过程生成的模拟 削波信号ACLS的信号部分。通过使用又一低通滤波器LPF2的预定 义带宽，可以增加经滤波的模拟削波信号FACLS的信号质量。

在一个备选中，如果运算放大器OA通过削波过程可以不生成 模拟削波信号ACLS的附加的频谱分量，则可以不执行该又一子步 骤。

根据本发明的第二实施方式的第二应用的方法M4提供了避免 由具有远大于平均信号功率的信号功率的信号峰值引起的功率放大 器PA4的放大饱和的益处。此外，可以防止功率放大器PA4的输出 信号的失真(诸如生成由放大的饱和引起的附加边带)。

参照图9和图10，针对两个不同时间间隔示出了步骤M3/1， 该步骤M3/1用于将数字输入信号DS的PAPR保持在预定义范围内。

根据图9，第一特性图DIAG1示出具有虚线的第一数字输入 信号DS1以及具有实线的第一数字削波信号DCLS1，这两者都具有 作为任意时间单位TU的函数的任意幅度单位AU的幅度。任意时间 单位包括第一时间间隔[0，3.5]，而任意幅度单位包括幅度间隔[0， 2.5]。

第一数字削波信号DCLS1的实线覆盖了第一削波阈值CLT1 之下的、第一数字输入信号DS1的虚线。

第一特性图DIAG1还示出了与第一数字输入信号DS1的平均 信号功率有关的第一幅度值MSPL1_1，该值已经在方法M1的步骤 M1/3中计算。

第一幅度值MSPL1_1在方法M3的步骤M3/1中使用以计算第 一削波阈值CLT1并且将第一数字输入信号DS1的PAPR保持在预 定义范围中。因此，在第一削波阈值CLT1之上的第一数字输入信号 DS1的虚线的第一信号峰值被移除，并且生成在第一削波阈值CLT1 的第一水平处的平坦的曲线进展(progression)而非第一信号峰值。

根据图10，第二特性图DIAG2示出具有虚线的第二数字输入 信号DS2并且示出具有实线的第二数字削波信号DCLS2，这两者都 具有作为任意时间单位TU的函数的任意幅度单位AU的幅度。任意 时间单位包括第二时间间隔[10，13.5]，而任意幅度单位包括幅度间 隔[0，2.5]。

第二数字削波信号DCLS2的实线覆盖了第二削波阈值CLT2 之下的、第二数字输入信号DS2的虚线。

第二特性图DIAG2还示出了与第二数字输入信号DS2的平均 信号功率有关的第二幅度值MSPL1_2，该值已经在方法M1的步骤 M1/3中计算。

在方法M3的步骤M3/1中使用第二幅度值MSPL1_2以计算第 二削波阈值CLT2并且将第二数字输入信号DS2的PAPR保持在预 定义范围中。因此，在第二削波阈值CLT2之上的第二数字输入信号 DS2的虚线的第二信号峰值被移除，并且在第二削波阈值CLT2的 第二水平处生成平坦的曲线连续而非第二信号峰值。

第二信号峰值、第二削波阈值CLT2以及与第二数字输入信号 DS2的平均信号功率有关的第二幅度值MSPL1_2都在图9中示出的 第一数字输入信号DS1的对应值之下。

由于第二幅度值MSPL1_2低于第一幅度值MSPL1_1并且由于 预定义的PAPR范围，所以第二时间间隔[10，13.5]的第二削波阈值 CLT2在第一时间间隔[0，3.5]的第一削波阈值CLT1之下。

参照图11，示出了根据本发明的第三实施方式的方法M5的流 程图。除了在本发明的第一实施方式的第一应用中执行的步骤M1/1、 M1/2、M1/3、M1/4、M1/5之外，可以执行M5/1而不是步骤M1/2。

在一个备选中，步骤M5/1可以与步骤M1/2并行地执行。

在步骤M5/1中，在调适单元ADU处从较高层实体接收到数 据流量指示。

在第一备选中，较高层实体可以是MAC调度器(MAC＝介质 访问控制)，并且数据流量指示包括在MAC调度器的队列中等待的 多个数据分组或者多个字节。

在第二备选中，较高层实体可以是网络层实体并且数据流量指 示包括当前在使用中的字节或者多个服务，诸如视频流式传输服务 和视频流式传输的编码率服务。

在第三备选中，较高层实体可以是HARQ实体(HARQ＝混合 自动重传请求)，并且数据流量指示包括向用户或者信令数据添加 的ED信息(ED＝错误检测信息)或者FEC信息(FEC＝前向纠错) 的量。

在步骤M1/3，调适单元ADU可以包括查找表以根据接收到的 数据流量指示估计数据流量，并且计算与估计的数据流量的平均信 号功率有关的值MSPL1。

根据本发明的第三实施方式的方法M5提供了在通过快速修改 用户流量或者信令流量的量而增加物理层的数字数据输入信号DS 之前，预先及时调适电源电压PASV1的益处。

参照图12，示出了根据本发明的第四实施方式的方法M6的流 程图。除了在本发明的第二实施方式的第一应用中执行的步骤M1/1、 M1/2、M1/3、M3/1、M1/4、M1/5之外，步骤M6/1可以与步骤M1/2 并行地执行。

用于执行方法M6的步骤的顺序和数目不是关键的，并且如本 领域技术人员可以理解的，步骤的顺序和数目可以改变而不脱离本 发明的范围。

在步骤M6/1中，可以测量至少一个又一信号的至少一个又一 特性的至少一个值，并且该至少一个又一特性可以是至少一个又一 信号的质量指标。

在第一备选中，至少一个又一特性可以是SNR(SNR＝信噪比) 并且至少一个又一信号可以是数字输入信号DS、数字削波信号 DCLS或者经放大的载波信号ACS3。

在第二备选中，至少一个又一特性可以是所谓的EVM(EVM＝ 错误向量幅度)并且至少一个又一信号可以是数字输入信号DS、数 字削波信号DCLS或者经放大的载波信号ACS3。

在第三备选中，至少一个又一特性可以是频谱特性并且至少一 个又一信号可以是数字输入信号DS、数字削波信号DCLS或者经放 大的载波信号ACS3。

步骤M6/1可以在步骤M1/3之后连续地重复或者在第三预定 义时间间隔内重复。

为了测量经放大的载波信号ACS3的SNR、EVM和频谱特性， 可以使用预矫正反馈路径PFP。

在又一备选中，可以在相同时间测量SNR和EVM、SNR和频 谱特性、以及EVM和频谱特性、或者SNR与EVM和频谱特性。

通过测量数字输入信号DS和数字削波信号DCLS的至少一个 又一特性的值，可以确定削波过程对数字削波信号DCLS的信号质 量的影响。

通过测量数字输入信号DS和数字载波信号ACS3的至少一个 又一特性的值，可以确定削波过程与放大过程的组合对经放大的载 波信号ACS3的信号质量的影响。

在步骤M1/3中，基于在步骤M1/2测量的数字输入信号并且 基于在步骤M6/1测量的至少一个又一特性，例如通过向与仅使用在 步骤M1/2中测量的数字输入信号而计算的平均信号功率有关的值 添加校正因子来计算与平均信号功率有关的值MSPL1。校正因子可 以为正或者负。

在步骤M1/4中，可以根据与平均信号功率有关的值MSPL1 和根据用于满足诸如UMTS或者LTE之类的无线电通信标准的需求 (例如，峰值码域误差)的至少一个又一特性的的值而调适电源电 压PASV1。因此，经放大的载波信号ACS3的SNR、EVM和频谱特 性可以用来精细调整电源电压PASV1，该电源电压PASV1可能已经 由与平均信号功率有关的值MSPL1粗略地调整过。

在步骤M3/1中，可以根据与平均信号功率有关的值MSPL1 并且根据用来满足无线电通信标准的需求的至少一个又一特性的值 来将PAPR保持在预定义范围中。由此，可以执行削波阈值CTL1、 CTL2的精细调整。

根据本发明的第四实施方式的方法M6提供了以更精确的方式 调节电源电压和/或削波阈值的益处，从而使得可以优化经放大的载 波信号ACS3的信号质量，并且可以满足无线电通信标准所要求的 信号完整性。

参照图13，设备DEV可以包括计算机程序产品CPP、数字数 据存储介质DDSM、两个信号输入接口DEVSIGIN1和DEVSIGIN2、 两个信号输出接口DEVSIGOUT1和DEVSIGOUT2以及控制输出接 口DEVCTROUT。

在一个备选中，该设备可以包括一个信号输入接口和一个信号 输出接口。

设备DEV可以包括根据图1的调适单元ADU或者根据图5 的削波单元CLP。

设备DEV可以是FPGA、CPLD、ASIC或者DSP。

计算机程序产品CPP包括计算机可执行的指令，该指令用于 执行包括步骤M1/4的方法M1，该步骤M1/4用于将功率放大器PA1 的电源电压PASV1、PASV3调适到与功率放大器系统PAS1、PAS3 的数字输入信号DS的平均信号功率有关的值。

在一个备选中，计算机程序产品可以是硬件配置，诸如FPGA 使用的用于执行包括步骤M1/4的方法M1，该步骤M1/4用于将功 率放大器PA1的电源电压PASV1、PASV3调适到与功率放大器系统 PAS1、PAS3的数字输入信号DS的平均信号功率有关的值。

数字数据存储介质DDSM对机器可执行的指令程序进行编码， 以执行包括步骤M1/4的方法M1，该步骤M1/4用于将功率放大器 PA1的电源电压PASV1、PASV3调适到与功率放大器系统PAS1、 PAS3的数字输入信号DS的平均信号功率有关的值。

在一个备选中，数字数据存储介质DDSM可以是用于存储诸 如由FPGA使用的硬件配置的闪存。

在一个备选中，数字数据存储介质DDSM可以与设备DEV分 离。