路径时延差评估器、路径时延差补偿器和相干接收机

发明背景

本发明涉及用于评估相干接收机中第一数据路径第一信号与第二数据路径的第二信号 之间路径时延差的路径时延差评估器。本发明还涉及用于补偿路径时延差的路径时延差补偿 器和相干接收机，具体涉及包括路径时延差评估器和路径时延差补偿器的相干光接收机。

长距离光纤系统的一个重要目标是，在最长距离上传输最多数据，而光域内不会有信号 再生。考虑到光放大器以及光纤本身对带宽的特定限制，实现最佳频谱效率便可能具有重要 意义。大多数系统使用二进制调制格式，例如开关键控每个码元编码一个比特。

根据参考文献[1]-[6]，结合高级调制格式和相干接收机能够实现高容量和高频谱效率。 因为偏振复用、正交幅度调制和相干检测允许完全自由地进行信息编码，所以这三种功能可 用于成功实现高容量的光传输系统。

另外，使用QAM星座的商用设备可用于40Gb/s和100Gb/s的光通信系统中。

关于这一方面，图15显示了相干光接收机1500的原理方框图。相干光接收机1500 包括接收(Rx)模拟部分1501和接收(Rx)数字部分1503。

接收模拟部分1501包括本地振荡器(LO)1505和双极90°混合接口1507。混合接口 1507接收光信号。四个光前端(OFE)1509、1511、1513和1515耦合混合接口1507。各 个OFE部件1509-1515分别耦合各个自动增益控制(AGC)部件1517、1519、1521和 1523。另外，各个AGC部件1517-1523分别耦合模数转换器(ADC)1525、1527、1529和 1531。详情如下：

因为数字信号被映射为两种偏振，所以90°所述混合接口1507用于混合输入光信号 与LO 1505的本地振荡器(LO)信号，从而形成四种输出信号，即每种偏振两种信号。光 网络OFE 1509-1515用于将各自的电信号转换为光信号。各个OFE 1509-1515可以包括光 电二极管和跨阻放大器(TIA)。因为信号功率可能会随着时间改变，所以AGC部件 1517-1525都可补偿信号功率的变化(请参阅参考文献[7])。四个AGC部件1517-1525也 可作为OFE部件1509-1515的内部组成部分。

由于实现的复杂度，所以一对AGC部件可由一个控制信号控制。例如，AGC部件1517 和AGC部件1519可由用于X偏振的控制信号VX_AGC控制。另外，AGC部件1521和 AGC部件1523可由用于Y偏振的控制信号VY_AGC控制。另外，四个AGC部件 1517-1523可由四种独立的控制电压或控制信号控制。

ADC部件1525-1531可对AGC部件1517-1523的信号输出进行量化。四个ADC 部件1525-1531可输出X偏振同相信号(XI)、X偏振正交相位信号(XQ)、Y偏振同相 信号(YI)和Y偏振正交相位信号(YQ)。

另外，将在接收数字部分1503的数字信令处理(DSP)部件1533中对上述四个已量 化的数字数据流XI、XQ、YI和YQ进行进一步处理。DSP 1533可包括软件部分1535和 硬件部分1537。相比软件部分1535，硬件部分1537的处理速度较快。DSP部件1533设 计成可补偿色度色散(CD)、模式色散(PMD)、偏振旋转、非线性效应、LO噪声、LO频 偏等。另可在DSP部件1533的软件部分1535中对较慢的处理(如LO频偏或CD)进 行评估。

另外，图16显示了基本DSP部件1600的原理方框图。DSP 1600包括软件部分 1601和硬件部分1603。硬件部分1603包括偏差和增益调整(AGC)部件1605。

与AGC部件1605耦合的有两个补偿部件1607和1609，即用于X偏振的色度色 散(CD)部件1607和用于Y补偿的CD补偿部件1609。

硬件部件1603还包括一个频率恢复部件1611，以及一个与频率恢复部件1611耦合 的模式色散(PMD)、色度色散(CD)补偿和解偏振功能部件1613。PMD/CD补偿和解偏振 部件1613可包括有限脉冲响应(FIR)滤波器。

另外，定时评估部件1615接收CD补偿部件1609和PMD/CD补偿和解偏振部件 1613的输出，用于向VCC 1617提供时间信息。

在部件1613之后，载波恢复部件1619耦合到解码检测部件1621。

另外，在提供输入信号X、XQ、Y和YQ的数据路径之间，有四个ADC部件1623、 1625、1627和1629耦合。详情如下：

在部件1605执行了偏差和增益校正之后，将使用两个快速的傅立叶变换(FFT)部件 1607和1609为频域内的色度色散来均衡四种信号。可在频率恢复部件1611中消除频偏 问题。另可在时域内使用FIR滤波器1613执行偏振跟踪、PMD补偿和剩余CD补偿， 其中FIR滤波器1613通常采用蝶式结构。

载波恢复部件1619设计成可提供剩余频偏和载波相位恢复功能。当发射机一侧(未显 示)应用了差分解码时，解码和帧检测部件1621中可使用差分解码器。

另外，在FFT部件1607和FFT部件1609中可对CD进行有效的补偿。补偿CD 函数可以是

${\mathrm{CD}}^{-1}\left(\mathrm{DL}\right)=\exp (-j{\left(\frac{2\mathrm{\pi n}{f}_s}{N}\right)}^2\frac{{\lambda }_0^2\mathrm{DL}}{4\mathrm{\pi c}})---\left(1\right)$

其中，λ0表示信号波长；f_s表示抽样频率；N表示FFT样本数；c表示光速；n表 示抽头数量；L表示光纤长度；D表示色散系数。

考虑到多个复杂性因素，每种偏振只应用一个使用复合输入的FFT部件1701，具体示 例如图17所示。尽管在输入和输出时实部分和虚部分进行了交换，但是反向FFT(IFFT) 1703可与FFT 1701相同。

在FFT部件1701和IFFT部件1703之间耦合有反向色度色散(CD^-1)部件1705。

图16所示的四个典型数据路径可有不同的长度或时延。因此，不同的到达实例会造成 损耗，尤其是巨大损耗，损耗大小具体取决于信道的实际条件和数据延迟量。例如，图18显 示在码元长度约为36ps的112G QPSK传输系统中，由I/Q路径时延差导致的损耗。在 图18中，x轴显示I/Q路径时延差，y轴显示当BER＝0.001时需要的OSNR。需要注 意的是，偏移5ps会导致1dB的OSNR损耗。预测此路径时延差值可能出现在112G相 干接收机中。可根据90°混合接口、OFE、AGC、ADC的各种传输函数以及它们之间的连 接计算出路径时延差。另外，因为路径时延差可和其它差分群时延(DGD)一样明显，所以 计算出两种偏振之间的路径时延差可能不会有太大的难度。可使用FIR滤波器来补偿此路 径时延差。但是，在这种情况下，路径时延差可缩短DGD的工作范围。因此，可能也需要 补偿X/Y路径时延差。

另一方面，当四个数据路径全部用于定时提取时，路径时延差会影响时钟恢复性能。

如果应在FIR部件中的FFT部件之后对剩余色散进行补偿，则可能会更加困难。图19 中显示了当RD＝-340ps/nm时112G QAM的结果。具体而言，图19a显示了有CD、无 路径时延差时的信号星座，图19b显示了当路径时延差＝8ps时的信号星座。另需注意的 是，甚至在50次FIR滤波器更新之后，Y偏振的问题可能比X偏振的问题要多。

关于路径时延差补偿，可通过在出厂校准期间向所有的光电探测器应用相同的光信号 (尤其是单偏振)来测量XI、XQ、YI和YQ数据之间的路径时延偏差。可通过关闭LO 并增大信号功率来完成此操作。常见的直接探测信号可能会入射在所有的光电探测器表面上。 然后，可在可变的FIFO缓冲区之前或固定滤波器之后将数据块传输到个人计算机(PC)中， 同时所有滤波器提供单一脉冲响应。

接着可在四个数据路径之间内插数据，再进行交叉关联。可使用相对峰值来确定相对时 间偏差。尤其是，可针对抽样周期中的最小路径时延差对FIFO进行补偿。

发明内容

本发明要实现的目标是评估小于相干接收机抽样周期的路径时延差。

根据第一方面，提出了一种用于评估相干接收机中第一数据路径第一信号与第二数据路 径的第二信号之间路径时延差的路径时延差评估器。路径时延差评估器包括一个检相器和一 个积分器。检相器设计成可检测第一信号或第二信号的相位，以获取相位信号。另外，积分 器设计成可将已获取的相位信号累计起来以提供路径时延差。

根据某些实现过程，可评估小于相干接收机抽样周期的特定路径时延差，并由此对其进 行补偿。因此，根据某些实现过程，可评估由于老化、温度变化、设备转换等问题引起的路 径时延差，并由此可对其进行补偿。根据某些实现过程，本路径时延差评估操作灵活，而且 当路径时延差较小时，可加快评估速度。在这种情况下，本路径时延差评估可使用所有检相 器，用于提供时间信息。

另外，根据某些实现过程，本路径时延差评估可稳定适用于较大的路径时延差。在这一 方面，当检相器达到预定义的路径时延差极限时，可以逐步交换检相器。尤其是，可在两根 数据线之间进行补偿的最大路径时延差相当于码元周期的一半。如果我们在X偏振和Y 偏振之间添加路径时延差，最大路径时延差可延长至一个码元周期。

根据某些实现过程，在相干接收机的DSP部分(尤其是DSP的软件部分)中，可以 较慢的速度进行本路径时延差的评估。路径时延差评估器可全部内置在软件或硬件中。另外， 硬件中的部分定时提取部件(例如仅仅是检相器的输出)可用于路径时延差评估器。另外， 数据块可加载在软件中以便进行处理。

尤其是，相干接收机至少包括两条数据路径或数据线。例如，相干接收机是相干光接收 机。

另外，根据某些实现过程，路径时延差评估可在相干接收机的FIR部件之前使用数据。 因为某些相干光接收机要求必须有这项功能，所以不需要其它任何硬件操作或成本。

另外，根据某些实现过程，可准确地监控路径时延差。另外，本路径时延差评估可应用 于任何具有多条数据路径的相干接收机。

例如，假定FIR滤波器用于补偿的具有一定抽头数的RD最大为-340ps/nm。因为对 于某个路径时延差而言FIR滤波器的采集至关重要，所以可使用本路径时延差评估来增强 路径时延差效应。

根据第一方面的第一种实施形式，第一信号是同相信号，第二信号是正交相位信号。

根据第一方面的第二种实施形式，路径时延差评估器包括第一检相器(用于检测第一信 号的相位以获取第一相位信号)、第二检相器(用于检测第二信号的相位以获取第二相位信 号)、减法器(用于输出已获取的第一相位信号与已获取的第二相位信号之间的差分信号)、 积分器(用于累计输出差分信号以提供路径时延差)。

减法器可以是用于计算上述两个相位信号之间的差分信号的任何减法装置。另外，积分 器可以是设计成可累计或计算输出差分信号以提供路径时延差的任何装置或积分装置。

根据第一方面的第三种实施形式，路径时延差评估器包括第一检相器(用于检测第一信 号的相位以获取第一相位信号)、第二检相器(用于检测第二信号的相位以获取第二相位信 号)、减法器(用于输出已获取的第一相位信号与已获取的第二相位信号之间的差分信号)、 低通滤波器(用于过滤输出差分信号)以及积分器(用于累计经过滤的差分信号以提供路径 时延差)。

低通滤波器可以是无限脉冲响应(IIR)低通滤波器。低通滤波器设计成可减轻检相器之 间的差异。

根据第一方面的第四种实施形式，路径时延差评估器包括第一检相器(用于检测第一信 号的相位以获取第一相位信号)、第二检相器(用于检测第二信号的相位以获取第二相位信 号)、减法器(用于输出已获取的第一相位信号与已获取的第二相位信号之间的差分信号)、 低通滤波器(用于过滤输出差分信号)、判定器(用于判定已过滤的差分信号的标志以获取 标志信号)以及积分器(用于累计已获取的差分信号以提供路径时延差)。

可计算出判定器的标志信号输出，再可推导出路径时延差的起始数值，尤其是IQ路径 时延差。在一定的汇聚时间之后，检相器之间的差可接近零，因此积分器输出位置的角度值 可表示为真正的路径时延差值。另可监控此值。

根据第一方面的第五种实施形式，路径时延差评估器包括用于监控积分器提供的路径时 延差的监控器。

根据第一方面的第六种实施形式，路径时延差评估器包括四个检相器(分别用于检测X 偏振同相信号、X偏振正交相位信号、Y偏振同相信号和Y偏振正交相位信号的相位，以 获取相应的相位信号)，以及一个加法器(通过将上述四个相位信号加起来以提供和信号)。 在第六种实施形式中，每个数据路径分别与一个部件耦合。每个部件都包括减法器(用于提 供相应的数据路径提供的和信号与相位信号之间的差信号)、低通滤波器(用于过滤输出差 分信号)、判定器(用于判定已过滤的差分信号的标志以获取标志信号)以及积分器(用于 累计已获取的标志信号以提供相应数据路径提供的相位信号的路径时延差)。

第一方面的第六种实施形式可适用于路径时延差不会过大且不会影响时钟恢复的情况 下。如果路径时延差较大，那么可建议使用一个数据路径用于提供时间信息，并在对信号进 行去路径时延差后添加其它数据路径。需要注意的是，上述检相器也可处理复数据(I+jQ)。 复相检相器和实相检相器具有相当大小的复杂性。

可将第一方面的任何两种实施形式结合起来，以形成第一方面的另一种实施形式。

根据第二方面，提出了一种用于补偿相干接收机中第一数据路径第一信号与第二数据路 径的第二信号之间路径时延差的路径时延差补偿器。路径时延差补偿器包括上述第一方面的 路径时延差评估器或第一方面的任何实施形式的路径时延差评估器。路径时延差评估器设计 成可提供上述第一信号与第二信号之间的路径时延差。路径时延差补偿器设计成可根据路径 时延差来补偿第一信号与第二信号之间的路径时延差。

根据某些实施形式，可以三种不同的方式来进行补偿或去路径时延差。第一种方式是控 制ADC抽样相位。第二种方式是在频域进行去路径时延差，第三种方式是在时域进行去路 径时延差。控制ADC抽样相位和在频域进行去路径时延差这两种操作会减缓时钟恢复和 FIR滤波器部件的运行，而在时域进行去路径时延差这种操作可提高FIR部件的性能。

另外，根据某些实施形式，FIR部件之后的数据也可用于路径时延差评估。当DGD和 SOP接近用于路径时延差评估的检相器的临界值时，这可能会减缓路径时延差的评估。

根据第二方面的第一种实施形式，路径时延差补偿器至少包括一个移相器，该移相器用 于至少对第一信号和第二信号之中的一种信号进行移相处理，以控制模数转换器的抽样相位。

根据第二方面的第二种实施形式，路径时延差补偿器包括一个适配器，该适配器用于调 整光接收机的快速傅里叶变换器，以在频域去路径时延差。

根据第二方面的第三种实施形式，路径时延差补偿器包括一个调节器，该调节器用于调 节光接收机的内插器，以在时域去路径时延差。

可将第二方面的任何两种实施形式结合起来，以形成第二方面的另一种实施形式。

根据第三方面，提出了一种用于补偿相干接收机中的X偏振同相信号、X偏振正交相 位信号、Y偏振同相信号与Y偏振正交相位信号之间的路径时延差的路径时延差补偿器。 路径时延差补偿器包括第一方面的第六种实施形式中的路径时延差评估器。路径时延差评估 器设计成可提供X偏振同相信号、X偏振正交相位信号、Y偏振同相信号和Y偏振正交 相位信号各自相应的路径时延差。另外，路径时延差补偿器包括四个移相器，这些移相器分 别用于根据各自相应的路径时延差对X偏振同相信号、X偏振正交相位信号、Y偏振同相 信号和Y偏振正交相位信号进行移相处理。

根据第四方面，提出了一种光接收机，尤其是相干光接收机。光接收机包括上述路径时 延差评估器，该路径时延差评估器用于提供第一数据路径第一信号与第二数据路径的第二信 号之间的路径时延差。

根据第四方面的一种实施形式，光接收机包括用于提供光接收机中的时钟恢复的定时评 估器，以及根据路径时延差来调整定时评估器的适配器。

根据第五方面，提出了一种系统(具体是一种通信系统)，上述系统在通信网络中至少 包括一个光接收机。

根据第六方面，提出了一种用于评估相干接收机中第一信号数据路径的第一信号与第二 数据路径的第二信号之间路径时延差的方法。上述方法包括用于检测第一信号或第二信号的 相位以获取相位信号的步骤。另外，此方法包括用于将已获取的相位信号累计起来以提供路 径时延差的步骤。

根据第七方面，本发明涉及一种计算机程序，该计算机程序至少在一台计算机上运行时， 程序中包括的程序代码可用于评估相干接收机中第一数据路径第一信号与第二数据路径的 第二信号之间的路径时延差。

路径时延差评估器可以是任何路径时延差评估装置。路径时延差补偿器可以是任何路径 时延差补偿装置。这些装置可采用硬件或软件的形式来实现。如果上述装置采用硬件的形式 来实现，那么它们可体现为设备，例如计算机、处理器或系统(例如计算机系统)的一部分。 如果上述装置采用软件的形式来实现，那么它们可体现为计算机程序、功能、例行程序、程 序代码或可执行对象。

附图简述

有关本发明的其它实施例的说明参考了以下附图，其中：

图1是路径时延差评估器实施例的方框图；

图2a是Alexander提出的检相器的TEDC示意图；

图2b是Gardner提出的检相器的TEDC示意图；

图3a是当XY路径时延差＝0.125UI且IQ路径时延差＝0.25UI时的TEDC示 意图；

图3b是当XY路径时延差＝0.125UI且IQ路径时延差＝0.5UI时的TEDC示 意图；

图4是当IQ路径时延差＝0.125UI时X偏振的TEDC示意图；

图5是路径时延差补偿器实施例的方框图；

图6是路径时延差补偿器第二实施例的方框图；

图7是VCO处理XI数据的示意图；

图8是路径时延差补偿器第三实施例的方框图；

图9是路径时延差补偿器第四实施例的方框图；

图10是去路径时延差模拟结果的示意图；

图11a是补偿路径时延差之后的信号星座图；

图11b是路径时延差等于8ps时的信号星座图；

图12a是用于调整ADC抽样相位的去路径时延差安排的方框图；

图12b是在时域内插的去路径时延差安排的方框图；

图12c是在频域内插的去路径时延差安排的方框图；

图13是在频域进行去路径时延差的结果的示意图；

图14是用于评估路径时延差的一系列方法步骤；

图15是相干光接收机的原理方框图；

图16是基本DSP部件的原理方框图；

图17是CD补偿部件的原理方框图；

图18是由偏移引起的OSNR损耗。

图19a是有CD而无路径时延差的情况下的信号星座示意图；

图19b是有CD且路径时延差等于8ps时的信号星座图；

本发明实施例详细说明

图1是路径时延差评估器100的一种实施例的方框图。

路径时延差评估器100可作为相干接收机(具体是相干光接收机)的一部分。路径时 延差评估器100设计成可评估相干接收机中第一数据路径第一信号101与第二数据路径 的第二信号103之间的路径时延差。路径时延差评估器100包括检相器105，该检相器用 于检测第一信号101或第二信号103的相位以获取相位信号107。路径时延差评估器100 接收第一信号101或第二信号103。检相器105输出相位信号107。

路径时延差评估器100还包括积分器109。积分器109设计成可累计已获取的相位信 号107以提供上述第一信号101与第二信号103之间的路径时延差111。

尤其是，第一信号101是同相信号，第二信号103是正交相位信号。

下面将介绍更多详情和实施例。在数字通信系统中，各个接收机的一个重要方面是时钟 恢复电路，该时钟恢复电路从输入的数据中提取频率和相位，并强制本地时钟源在适当的抽 样相位以码元速率来探测已接收的数据。建议在数字系统中使用多种检相器。例如，参考文 献[8]中，Mueller和Müler(M&MPD)建议使用的一种检相器。另外，参考文献[9]中， Alexander(Alex-PD)建议使用的一种检相器。以及参考文献[10]中，Gardner(Gard-PD)介 绍的另一种检相器。

另外，对于参考文献[11]，时钟误差特性(TEDC)、最大TEDC值(TEDCMAX)和rms 抖动(RMSJ)可用来很好地描述每一种检相器(PD)。上述所有检相器都属于一组超前-滞后 检测器。它们可用于接收路径时延差信息，因此，例如这些建议使用的检相器可用作图1中 的检相器105。另外，在图2a和2b中，显示了Alex-PD和Gard-PD的TEDC。需要注 意的是，对于全部四个数据路径，因为它们之间不存在路径时延差，所以它们的相位特性始 终是相同的。Gardner型的检相器不失普遍性，可用于导出下列路径时延差信息。

另外，图3a显示了当X/Y路径时延差＝0.125UI且IQ路径时延差＝0.25UI时的 TEDC示意图(UI：单位区间)。为了便于比较，图3b显示了当X/Y路径时延差＝0.125 UI且IQ路径时延差＝0.5UI时的TEDC示意图。

关于图3a，可以看出，路径时延差移动了TEDC。因此，TEDC总数减少了。这也可 能会增强压控晶振(VCO)的抖动。当路径时延差＝0.5UI时，TEDC消失了(请参阅图3b)。 等效TEDC的最大值为2.5e-3，它会导致VCO不稳定，同时丢失时间信息。

图4显示了当IQ路径时延差＝0.125UI时X偏振的TEDC示意图；图4中，有 三种TEDC，它们分别对应于XI时间信息、XQ时间信息和XI+XQ时间信息。根据VCO 场景，VCO可能会将XI时间信息和XQ时间信息的两个TEDC曲线或其中一个TEDC 曲线用于进行时钟提取。

假定第一场景使用两个TEDC。平衡点(即VCO抽样相位)位于XI的TEDC与XQ 的TEDC之间。可通过在TEDC上正过零的方式对平衡点进行标示。需要注意的是，在平 衡点上标示的VCO抽样相位中，XQ TEDC为正振幅，而XI TEC为负振幅。例如，使用 此信息可强制XQ PD的平衡相位接近XI PD的平衡相位。因此，XI+XQ PD的平衡相位 会自动接近于XI PD的平衡点。

图5显示了路径时延差补偿器500第一实施例的方框图。路径时延差补偿器500包 括一个路径时延差评估器501、一个HS ASIC 503和一个CMOS ASIC 505。HS ASIC 503 包括一个PI滤波器507、一个VCO 509、四个移相器511和四个ADC 512。CMOS ASIC  505包括一个FFT 513、一个内插器515、一个定时评估器517和一个FIR滤波器519。

由于抖动容限要求和通过CMOS ASIC 505时存在数据延迟，因此在相干接收机中需要 前馈时钟恢复。在FFT部件513之后，在内插器515中导出并使用时间信息。而且定时 评估器517和PI滤波器507对此时间信息进行过滤后将其应用于VCO相频控制和调 整。FIR部件519之前的数据块会定期加载到DSP(具体加载到软件部分)中用于评估CD、 计算FIR起始抽头等操作。可使用同一数据来进行路径时延差评估。DSP中的路径时延差 评估器501评估数据路径之间的路径时延差，并将路径时延差信息转送到该类基于优先去 路径时延差场景的部件中。可以三种不同的方式进行去路径时延差：控制ADC抽样相位 (已用参考符号A标出)、频域内的去路径时延差(已用参考符号B标出)和时域内的去 路径时延差(已用参考符号C标出)。

A和B可能会减缓时钟恢复和FIR滤波器部件的运行速度，而C可能会提高FIR 部件519的性能。

另外，FIR部件519之后的数据也可用于路径时延差评估器501。当DGD和SOP在 路径时延差评估中接近检相器的临界值时，这可能会减缓路径时延差的评估。

图6显示了路径时延差补偿器600第二实施例的方框图。路径时延差补偿器600包 括第一检相器601，该检相器用于检测第一信号(I)603的相位以获取第一相位信号605。 路径时延差补偿器600还包括第二检相器607，该检相器用于检测第二信号(Q)609的相 位以获取第二相位信号611。

减法器613设计成可输出已获取的第一相位信号605与已获取的第二相位信号611 之间的差分信号615。低通滤波器617接收上述差分信号615。上述低通滤波器617可以 是IIR低通滤波器。上述低通滤波器617对输出差分信号615进行过滤后再输出已过滤 的差分信号619。已过滤的差分信号619输入判定器621。判定器621设计成可判定已过 滤的差分信号619的标志以获取标志信号623，该标志信号623输入积分器625。积分器 625设计成可累计或计算已获取的标志信号623以提供路径时延差可通过路径时延差 监控器来监控路径时延差另外，路径时延差可输入分别移动I和Q的移相器629 和移相器631。如果时钟恢复同时使用I数据和Q数据来进行定时提取，这一点可能尤其 重要。对于这种情况，图4中已显示TEDC。此场景可适用于路径时延差不会太大的情况 下，例如路径时延差小于码元区间的30％，因此I+Q TEDC也不会过小。尤其是，路径时 延差最大估计值约为0.25UI。

参照图4，可发现PD差为负值。因此会超前一个比特采集I数据，且滞后一个比特 采集Q数据。一定时间后，这个差会越来越小，直到两个PD的平衡点处于同一位置。

当定时恢复只使用类似图7中的I数据时，不需要I移位。在这种情况下，将按照路 径时延差评估器中导出的全角度来移动Q数据。在进行Q PD去路径时延差后，Q数据可 用于提高时钟性能，如之前图5中的A、B所示。

图8显示了路径时延差补偿器800第三实施例的方框图。路径时延差补偿器800接 收四种信号，分别为X偏振同相信号XI、X偏振正交相位信号XQ、Y偏振同相信号YI 和Y偏振正交相位信号YQ。

对于上述XI、XQ、YI、YQ四种输入信号，路径时延差补偿器800针对每种信号提 供一个检相器，四个检相器分别为801、803、805、807，分别用于检测相应输入信号XI、 XQ、YI、YQ的相位。

路径时延差补偿器800还包括加法器809，该加法器用于通过将检相器801、803、805 和807输出的上述四种相位信号加起来以提供和信号811。

另外，每个数据路径都有一个减法器，分别为813、815、817和819。这四个减法器 813-819分别提供差分信号821、823、825和827。上述四种差分信号821-827都将输入 相应的部件829。图8中只显示了一个部件829与第一减法器813耦合。这些部件(以 部件829为典型)包括一个低通滤波器831、一个判定器833、一个积分器835和一个监 控器837。低通滤波器831可以是IIR低通滤波器。另外，低通滤波器831设计成可对 输出差分信号821进行过滤。判定器833设计成可判定已过滤的差分信号的标志以获取标 志信号(±1)。积分器835设计成可累计或计算已获取的标志信号(±1)以为部件829提供 路径时延差通过路径时延差可以移动XI数据。另外，XQ路径时延差监控器837 可监控路径时延差

图9显示了路径时延差评估器900第四实施例的方框图。路径时延差补偿器900包 括一个用于提供XI数据、XQ数据、YI数据和YQ数据的FFT部件901。另外，路径 时延差补偿器900针对XI数据、XQ数据、YI数据和YQ数据分别提供一个内插器， 四个内插器分别为903、905、907和909。路径时延差补偿器还包括一个与内插器903、 905、907、909耦合的FIR滤波器。

根据图9的实施例，只有XI数据用于相干光接收机的定时评估部件中。因此，光接 收机的VCO锁定在XI数据上。FFT部件901与FIR部件911之间的内插器903、905、 907和909用于补偿数据处理时延，尤其是抖动容限要求。XQ内插器905、YI内插器907 和YQ内插器909的数据会定期加载到DSP 913上，以用于评估路径时延差。在不失普 遍性的情况下，图中只显示了DSP 913中一个用于XQ数据的处理部件(算法)。DSP 913 中另有两个用于YI数据和YQ数据的处理部件(未显示)。图9中的路径时延差评估器 在DSP 913中较容易实现，因为它不需要比较电路。DSP 913的路径时延差值XQ将输入 FFT部件901进行去路径时延差操作。

具体而言，DSP 913包括一个检相器(PD)915、一个低通滤波器(IIR LPF)917、一个 判定器(标志(*))919、一个积分器921、一个高通滤波器(IIR HPF)923和一个比较器925。

当路径时延差较小时，尤其是FFT部件中对相应的信号充分地进行去路径时延差后， 高通滤波器923设计成可提供较小的值。可将此值与比较器925中的参考值进行比较。当 高通滤波器923的输出小于参考值时，激活相应PD的信号会发送到路径时延差补偿器 900的定时评估器927。因此，在评估路径时延差后，将校准所有数据路径。另外，时钟恢 复和FIR部件911的性能都将得到优化。

需要注意的是，可通过图5中A的指示来调整ADC抽样相位，以进行图9所示的 模拟场景下的路径时延差补偿。另可在时域内插器和ADC中进行额外的抽样相移。在调整 抽样相位时，可以添加一定的相移。尤其是，如果需要时，可在时域的内插器和ADC中进 行额外的抽样相移。但在路径时延差评估过程中，可通过向理想的积分器(计数器)添加某 个常数值来对这种相移进行补偿。

关于这一方面，图10显示了去路径时延差模拟结果的示意图。在这种模拟中，XI抽 样相位是参考相位，不会随着时间发生改变。因此，VCO锁定在此XI抽样相位上。需要 注意的是，相对平衡相位之间的差即表示路径时延差。当OSNR＝13dB时，仅使用1000码 元即可有效地对模拟112G DP-QPSK信号进行去路径时延差。抽样相位在UI/128的步骤 中发生了变化。在27次迭代之后，三个数据路径都经过了去路径时延差。另外，图11a显 示了补偿路径时延差之后的信号星座图。为了便于比较，图11b显示了路径时延差等于8ps 时的信号星座图。

如果估计出了路径时延差，那么可按照上述多种方式来执行路径时延差补偿。关于这一 方面，图12a显示了用于调整ADC抽样相位的去路径时延差安排。另外，图12b显示了 用于在时域进行内插的去路径时延差安排，图12c显示了用于在频域进行内插的去路径时 延差安排。

图12a的去路径时延差布置图包括一个用于接收时间信息1203的压控晶体振荡器 (VCO)1201。其中还包括四个模数转换器(ADC)1205、1207、1209和1211，分别用于转 换XI数据、XQ数据、YI数据和YQ数据。

因为VCO 1201处理XI数据，所以只有三个移相器1213、1215、1217耦合VCO 1201，即XQ移相器1213用于处理XQ数据，YI移相器1215用于处理YI数据，YQ 移相器1217用于处理YQ数据。

图12b中用于在时域进行内插的去路径时延差布置图包括用于XI数据的延迟部件 1219，以及三个分别用于XQ数据、YI数据和YQ数据的内插器1221、1223和1225。

图12c中用于在频域进行内插的去路径时延差布置图包括两个路径1227和1229，其 中路径1227接收(t-τ)并输出t，路径1229接收Q(t-τ_Q)并输出Q(t)。

为了说明去路径时延差结果，图13显示了在频域进行去路径时延差的示意图。图13 具体显示了信号1301、已出现时延的抽样1303、已去路径时延差的抽样1305、以及已校 正的抽样1307。

另外，图14显示了用于评估相干接收机中第一信号数据路径的第一信号与第二数据路 径的第二信号之间路径时延差的一系列方法步骤。

在步骤1401中，检测第一信号或第二信号的相位以获取相位信号。

在步骤1403中，将已获取的相位信号累计起来，以提供上述第一信号与上述第二信号 之间的路径时延差。

参考文献

[1]C.E.Shannon，“通信的数学理论”，《贝尔系统技术杂志》，第27卷，第379-423页 (1948)。

[2]J.G.Proakis，《数字通信》，第4版(McGraw-Hill，纽约，2001)。

[3]R.D.Gitlin和S.B.Weinstein，“分数间隔均衡：优化的数字横向均衡器”，《贝尔系 统技术杂志》，第60卷，第275-296页(1981)。

[4]N.Amitay和J.Salz，“双极化无线衰减信道数字数据传输的线性均衡理论”，《贝尔 系统技术杂志》，第63卷，第2215-2259页(1984)。

[5]T.Pfau、S.Hoffmann、R.Peveling、S.Bhandard、S.Ibrahim、O.Adamczyk、M.Porrmann、 R.Noé和Y.Achiam，“使用标准DFB激光器进行同步QPSK传输的第一次实时数据恢 复”，《IEEE纤维光学技术快报》，第18卷，第1907-1909页(2006)。

[6]E.Ip和J.M.Kahn，“色度色散和偏振模色散的数字均衡”，《光波技术杂志》，第25 卷，第2033-2043页(2007)。

[7]N.Stojanovic和T.Kupfer，“关于IM-DD NRZ光传输系统中的AGC电路的设计”， 《光波技术杂志》，第26卷，第3426-3433页(2008)。

[8]K.H.Mueller和M.Muller，“数字同步数据接收机中的定时恢复”，《IEEE通讯汇刊》， 第24卷，第516-531页(1976)。

[9]J.Alexander，“通过随机二进制信号的时钟恢复”，《电子学快报》，第11卷，第541 -542页(1975)。

[10]F.Gardner，“用于抽样接收机的时钟误差检测器”，《IEEE通讯汇刊》，第34卷， 第423-429页(1986)。

[11]H.Meyr et al.，《数字通信接收机》，约翰威立国际出版公司(1998)。