磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器

技术领域

本发明涉及一种电能变换装置的直流变换器，特别是指一种无飞跨电容和嵌 位二极管的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器。

背景技术

随着人类生活水平的不断提高，对电能的需求大幅度增加。低压大电流输出 装置得到飞速发展，如应用于电镀行业、通信行业和铁路行业等，当输出功率小 于2.5KW时，通常采用两相电源供电，当输出功率大于2.5KW时，则采用三相电 源供电，此时三相电源输入经过PFC电路，升压到800VDC左右，再经过DC-DC 电路得到需要的直流电压。选用常规DC-DC变换器，其主开关管电压应力在800V 以上，需要选用1200V电压应力的开关管，若选用IGBT，其开关速度一般小于 30KHz，会导致电路中的磁芯元件体积较大，降低了变换器的功率密度；若选用 MOSFET，导通电阻较大，存在很大的导通损耗；为此可选用三电平半桥结构，其 开关管的电压应力只有输入电压的一半，可以选择电压应力在500V左右的 MOSFET，导通电阻较小，降低了导通损耗，并且可以大大提高开关频率，提高了 变换器的功率密度体积。

目前在高压输入、低压大电流输出的场合应用最多的是半桥三电平全波整流 直流变换器，由于采用了谐振电感，可以在较宽的负载范围内实现软开关。但增 大谐振电感会导致副边占空比丢失，谐振电感较小又会使得变换器在轻载时不能 实现软开关，当驱动占空比在正负半周不相等时，与飞跨电容连接的嵌位二极管 则会产生瞬间大电流，影响了变换器的可靠性，应用于低压大电流输出场合时， 副边整流二极管的损耗很大，严重影响变换器的效率。

基于前述分析，本发明人针对现有的半桥三电平直流变换器结构进行研究改 进，本案由此产生。

发明内容

本发明的目的，在于提供一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换 器，其采用无飞跨电容和嵌位二极管结构的半桥三电平拓扑降低了主开关管的电 压应力，同时消除了目前常用的半桥三电平拓扑的嵌位二极管的可靠性问题；采 用同步整流方案降低了副边整流管的通态损耗；采用倍流整流技术进一步降低变 压器副边通态损耗，提高效率；采用磁集成和自驱动方案简化了系统的结构和体 积；主变压器采用两个变压器原边串联副边交错并联结构，将输出滤波电感集成 在主变压器内部，最终集成在一个磁芯里面，提高了变换器的功率密度。

为了达成上述目的，本发明的解决方案是：

一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器，包括输入分压电容电 路、半桥三电平桥臂、隔离变压器及驱动电路和整流及滤波电路；

输入分压电容电路包括直流电源和两个输入分压电容，其中，第一、二分压 电容串联后，第一分压电容的另一端连接直流电源的正极作为输入分压电容电路 的正输出端，而第二分压电容的另一端连接直流电源的负极作为输入分压电容电 路的负输出端，且所述第一、二分压电容的容量相等；

半桥三电平桥臂包括4个均带有寄生体二极管和寄生电容的开关管和一个 阻断电容，所述开关管采用MOSFET，该4个开关管依次串联后并联在输入分 压电容电路的正负输出端；而阻断电容的一端连接第三、四开关管的串联点，另 一端接入隔离变压器及驱动电路；

隔离变压器及驱动电路包括两个变压器，每个变压器均由一个原边绕组、一 个副边绕组和一个驱动绕组组成，且副边采用倍流整流方式，其中，第一变压器 的原边绕组同名端连接第一、二开关管的串联点，异名端连接第二变压器的同名 端，而第二变压器的异名端连接阻断电容的另一端；而第一变压器的副边绕组异 名端连接第二变压器的副边绕组同名端，并连接变换器的正输出端；第一变压器 的驱动绕组同名端和第二变压器的驱动绕组异名端分别接地；

整流及滤波电路包括两个均带有寄生体二极管和寄生电容的整流MOS管和 一个滤波电容，其中，第一整流MOS管的漏极连接第一变压器副边绕组的同名 端，栅极连接第一变压器的驱动绕组异名端，而源极则连接第二整流MOS管的 源极并连接变换器的负输出端；第二整流MOS管的漏极连接第二变压器副边绕 组的异名端，栅极连接第二变压器的驱动绕组同名端；滤波电容并联在变换器的 正、负输出端之间。

采用上述方案后，本发明与现有技术相比的主要技术特点是，该变换器在轻 载和重载都可以实现主开关管的ZVS；采用同步整流技术，大大降低了副边整流 管的通态损耗；采用磁集成和自驱动技术缩小了体积，降低了成本，简化了电路 结构。

附图说明

图1是本发明的电路结构示意图；

图2是本发明的磁集成部分示意图；

图3是本发明的主要波形示意图；

图4至图10是本发明各开关模态的等效电路结构示意图。

由于变压器(T_R1)的驱动绕组电压的波形与变压器(T_R1)原边电压波形V_P1相 同，变压器(T_R2)的驱动绕组电压的波形与变压器(T_R2)原边电压波形V_P2相同，为 了简化电路，所以在各开关模态的等效电路结构示意图中省略了自驱动电路的部 分。

具体实施方式

以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示，本发明提供一种磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换 器，包括输入分压电容电路1、半桥三电平桥臂2、隔离变压器及驱动电路3和 整流及滤波电路4，下面分别介绍。

输入分压电容电路1包括直流电源V_in和两个输入分压电容C_d1、C_d2，其中， 两个分压电容C_d1、C_d2依次串联后再与直流电源V_in并联，具体在本实施例中， 分压电容C_d1、C_d2串联后，分压电容C_d1的另一端连接直流电源V_in的正极作为 输入分压电容电路1的正输出端，而分压电容C_d2的另一端连接直流电源V_in的 负极作为输入分压电容电路1的负输出端；所述分压电容C_d1和C_d2的容量很大 且相等，其电压均为输入电压的一半，即V_cd1＝V_cd2＝V_in/2，可看作电压为V_in/2的 电压源。

半桥三电平桥臂2包括4个均带有寄生体二极管D₁、D₂、D₃、D₄和寄生电 容C₁、C₂、C₃、C₄的开关管Q₁、Q₂、Q₃、Q₄和一个阻断电容C_b，所述开关管 采用MOSFET，该4个开关管依次串联后并联在输入分压电容电路1的正负输 出端，采用不对称PWM控制；而阻断电容C_b的一端连接开关管Q₃、Q₄的串联 点，另一端接入隔离变压器及驱动电路3，在变换器稳态工作时，阻断电容C_b的电压恒定为V_in/2。

隔离变压器及驱动电路3包括两个变压器T_R1、T_R2，每个变压器均由一个原 边绕组、一个副边绕组和一个驱动绕组组成，且副边采用倍流整流方式，其中， 变压器T_R1的原边绕组同名端连接开关管Q₁、Q₂的串联点，异名端连接变压器 T_R2的同名端，而变压器T_R2的异名端连接阻断电容C_b的另一端；而变压器T_R1的副边绕组异名端连接变压器T_R2的副边绕组同名端，该串联点连接变换器的正 输出端，且V_P1、V_P2分别是变压器T_R1、T_R2的输入电压，L_f1、L_f2分别是变压器 T_R1、T_R2原边励磁电感折算到副边的电感；变压器T_R1的驱动绕组同名端和变压 器T_R2的驱动绕组异名端分别接地。

整流及滤波电路4包括两个均带有寄生体二极管D_R1、D_R2和寄生电容C_R1、 C_R2的整流MOS管Q_R1、Q_R2和一个滤波电容C_f，其中，整流MOS管Q_R1的漏 极连接变压器T_R1副边绕组的同名端，栅极连接变压器T_R1的驱动绕组异名端， 而源极则连接整流MOS管Q_R2的源极并连接变换器的负输出端；整流MOS管 Q_R2的漏极连接变压器T_R2副边绕组的异名端，栅极连接变压器T_R2的驱动绕组同 名端；滤波电容C_f并联在变换器的正、负输出端之间。

本发明所提供的直流变换器采用不对称PWM控制，具体控制方法如下：开 关管Q₁和Q₃的导通时间较长，而开关管Q₂和Q₄的导通时间较短，同时开关管 Q₁和Q₂互补导通，开关管Q₃和Q₄互补导通，开关管Q₁、Q₃的导通时间相等 且相位相差180°，开关管Q₂、Q₄的导通时间相等且相位相差180°。

下面将以图1所示变换器结构为例，结合图2至图10叙述本发明的具体工 作原理，其中，图2是本实施例的磁集成部分示意图，由图3可知本实施例在半 个开关周期有6种开关模态，分别是[t₀以前]、[t₀，t₁]，[t₁，t₂]，[t₂，t₃]，[t₃，t₄]， [t₄，t₅，[t₅，t₆]，下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，作如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电 感、电容和变压器均为理想元件；③输出电容足够大，可近似认为是一个直流电 压源V_o，V_o为输出电压。

1、开关模态1[t₀以前][对应于图4]

t₀以前，开关管Q₁和开关管Q₄导通，电源电压V_in通过开关管Q₁和Q₄加 到AB两点，阻断电容C_b两端电压为V_in/2。变压器T_R2的驱动绕组的同名端为 正电压，整流MOS管Q_R2继续开通，而变压器T_R1的驱动绕组的异名端为负电 压，整流MOS管Q_R1关断。原边电流i_p通过变压器T_R1给L_f1充电，原边电流i_p通过T_R2给负载充电，同时L_f2向负载供电。

2、开关模态2[t₀，t₁][对应于图5]

在t₀时刻，关断开关管Q₄，原边电流i_p给电容C₄充电，给电容C₃放电。 由于电容C₄的存在，开关管Q₄近似为零电压关断。变压器T_R2的驱动绕组同名 端电压仍然为正电压，整流MOS管Q_R2仍然导通，变压器T_R1的驱动绕组异名 端电压线性上升，在t₁时刻之前达到整流MOS管Q_R1的栅极开启电压，整流 MOS管Q_R1导通。副边滤波电感L_f1和L_f2同时向负载提供能量，副边滤波电感 L_f1和L_f2的电流线性下降，当V_C3＝0，V_C4＝V_in/2时，此模态结束。

3、开关模态3[t₁，t₂][对应于图6]

到达t₁时刻后，原边电流流经输入电容C_d1、开关管Q₁、变压器T_R1和T_R2、 阻断电容C_b和二极管D₃。此时可以零电压开通开关管Q₃。原边电流i_p近似为常 数，此模态为续流模态，V_AB＝V_in/2。变压器T_R1的驱动绕组异名端电压仍然为正 电压，整流MOS管Q_R1仍然导通；变压器T_R2的驱动绕组同名端电压仍然为正 电压，整流MOS管Q_R2仍然导通。副边滤波电感L_f1和L_f2同时向负载提供能量， 副边滤波电感L_f1和L_f2的电流线性下降，变压器原边被箝位在零电压。

4、开关模态4[t₂，t₃][对应于图7]

在t₂时刻，关断开关管Q₁，原边电容i_p给电容C₁充电，给电容C₂放电。 由于电容C₁的存在，开关管Q₁近似为零电压关断。变压器T_R1的驱动绕组异名 端电压仍然为正电压，整流MOS管Q_R1仍然导通；变压器T_R2的驱动绕组同名 端电压仍然为正电压，整流MOS管Q_R2仍然导通。副边滤波电感L_f1和L_f2同时 向负载提供能量，副边滤波电感L_f1和L_f2的电流线性下降，当V_C2＝0，V_C1＝V_in/2 时，此模态结束。

5、开关模态5[t₃，t₄][对应于图8]

到达t₃时刻后，原边电流流经开关管Q₃、二极管D₂、变压器T_R1和T_R2、阻 断电容C_b。此时可以零电压开通开关管Q₂。原边电流i_p线性减小，V_AB＝0。变 压器T_R1的驱动绕组异名端电压仍然为正电压，整流MOS管Q_R1仍然导通；变 压器T_R2的驱动绕组同名端电压仍然为正电压，整流MOS管Q_R2仍然导通。副 边滤波电感L_f1和L_f2同时向负载提供能量，副边滤波电感L_f1和L_f2的电流线性下 降。

6、开关模态6[t₄，t₅][对应于图9]

原边电流ip正向减小，输出滤波电感电流i_lf2继续下降。由于变压器副边漏 感的作用，V_P2开始下降。当V_P2在下降到Q_R2的关断阀值的时候，Q_R2关断。整 流MOS管Q_R1仍然导通。副边滤波电感L_f1和L_f2同时向负载提供能量，副边滤 波电感L_f1和L_f2的电流线性下降。

7、开关模态6[t₅，t₆][对应于图10]

随着原边电流i_p的负向增加和输出滤波电感电流i_lf2的下降，在t₅时刻，原 边电流i_p折算到副边等于滤波电感电流i_lf2。原边电流i_p通过变压器T_R2给L_f2充 电，L_f1向负载供电。变压器T_R1的驱动绕组异名端电压仍然为正电压，整流MOS 管Q_R1仍然导通。

本发明的一个具体实例如下：输入直流电压：V_in＝800V；输出直流电压： V_o＝28V；输出电流：I_o＝100A；变压器T_r1原副边变比：5.5；变压器T_r2原副边变 比：5.5；励磁电感：L_m＝280uH；输出滤波电容：C_f＝2200uF×6；MOSFET Q₁、 Q₂、Q₃、Q₄：SPW47N60C3；副边整流管Q_R1、Q_R2：IPP041N12N3；开关频率： f_s＝100kHz。

由以上描述可知，本发明提出的磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换 器具有如下优点：

①原边主开关管电压应力仅为输入电压的一半；

②原边主开关管可以在宽负载范围内实现零电压开关；

③无飞跨电容和嵌位二极管结构，可靠性更高；

④副边采用同步整流和倍流整流电路，降低了副边的通态损耗；

⑤同步整流管的驱动采用自驱方式，简化了电路结构；

⑥变换器仅采用一个磁芯，缩小了变换器的体积。

以上实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围， 凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本 发明保护范围之内。