降低单相逆变器中间直流环节低频纹波电压的方法

技术领域

本发明涉及一种降低单相逆变器中间直流环节低频纹波电压的方法，属单相逆变器技术领域。

背景技术

由铅酸蓄电池供电的单相逆变器通常采用直-直-交的两级电路结构，如图1所示，前级直-直变换电路将输入低电压u_in升高成符合后级需求的一个中间直流母线电压u_b，即通常所说的中间直流环节。后级直-交逆变电路将中间直流母线电压u_b逆变成交流电压u_o输出。从输入输出来看，前级直-直变换电路的输入是直流电压u_in和直流电流i_in，产生输入直流功率p_in；后级直-交逆变电路输出交流电压u_o和交流电流i_o，输出功率p_o含直流成分以及二倍交流频率成分。图2是一个输出频率为50Hz，幅值为220VAC的两级式逆变器的几个主要波形，可见输出功率p_o包含直流成分和100Hz交流成分两部分。尽管忽略电路损耗的情况下，输入功率和输出功率的有效值是相等的。但前级直-直变换电路的输入电流i_in通常控制为平稳的直流量，所以输入功率p_in是直流量，输入功率p_in和输出功率p_o的瞬时值不相等，其差值就是100Hz的交流成分，这就不得不由中间直流母线来提供输出所需要的100Hz交流功率。中间直流母线一般是由大容值电解电容C_b构成，所以在这些电解电容C_b上会产生100Hz的低频纹波电压，即中间直流母线电压u_b上存在100Hz的低频纹波电压，这在图2的图u_b上也明显可以看到。该低频纹波电压幅值取决于逆变器负载大小和中间母线电解电容C_b容值，逆变器负载电流i_o越大，100Hz低频纹波电压幅值越大；反之亦反。中间母线电解电容C_b越小，100Hz低频纹波电压幅值越大；反之亦反。该低频纹波电压太大时，会降低中间母线电解电容C_b的寿命，且设计上就不得不提高中间母线电压u_b的直流电压指令值u_b^*，这增加了后级电路的风险；或者就需要增加电解电容C_b的容值，这又增加了装置的体积和成本。

发明内容

本发明的目的旨在提供一种降低两级式单相逆变器中间直流环节的低频纹波电压的方法，以降低中间直流母线电解电容C_b容值需求，延长其寿命，减小装置体积和成本。

本发明一种降低两级式单相逆变器中间直流环节的低频纹波电压的方法是通过以下技术方案实现的：在前级直-直变换电路串接后级直-交逆变电路构成的单相逆变器中，将逆变器输出功率p_o引入到前级直-直变换电路的控制器中，经调节后作为前级直-直变换电路输入电流i_in的一个指令信号i_in^*，使前级直-直变换电路输入电流i_in也包含所需的低频交流成分，减小输入功率p_in和输出功率p_o的差值，从而降低中间直流母线电压u_b的低频纹波电压成分。

所述前级直-直变换电路的控制器是一个电压外环电流内环构成的双环控制器，如图3所示。由电压指令值u_b^*、电压实时值u_b、电流信号i_in、输出电压u_o和输出电流i_o五个输入信号；减法器301和减法器302；电压环控制器Gv(s)和电流环控制器Gi(s)，比例放大器Kp；乘法器；脉冲产生及驱动电路构成。减法器301通过电压环控制器连接减法器302；减法器302通过电流环控制器连接脉冲产生及驱动电路；乘法器通过比例放大器连接减法器302；电压指令值u_b^*和实时值u_b输入至减法器301；电流信号i_in输入至减法器302；输出电压u_o和输出电流i_o输入至乘法器。

所述电压指令值u_b^*和电压实时值u_b经减法器301得到误差信号(u_b^*-u_b)，该信号乘以电压环控制器Gv(s)得到电流调节指令信号i_f^*。

所述输出电压u_o和输出电流i_o经乘法器相乘得到输出功率p_o，再经比例放大Kp环节，得到电流指令i_in^*。

所述电流调节指令信号i_f^*，输入电流i_in和电流指令i_in^*经减法器302得到误差信号（i_in^*+i_f^*-i_in），该信号乘以电流环控制信号Gi(s)得到控制信号u_c。

所述控制信号u_c再经脉冲产生及驱动电路后直接驱动前级直-直变换电路的开关管控制其通断。

本发明提出了一种降低两级式单相逆变器中间直流环节的低频纹波电压的实现方法，具有如下优点，（1）不需要增加额外的主电路器件，（2）可以减小所需中间直流母线电解电容，可以减小电容体积重量。本发明提出的一种降低两级式单相逆变器中间直流环节低频纹波电压的方法，无需增加电路成本，适用于直-直-交型单相逆变器。

附图说明

图1是两级式逆变器电路框图；

图2是两级式逆变器的几个关键波形；

图3前级电路的控制方法框图；

图4实施案例的主电路图；

图5是图4逆变电路的脉冲产生及驱动电路图；

图6是所提方法实施案例的波形图；

图7是传统控制方法的波形图。

具体实施方式

以下结合附图4的一个具体实施例对本发明做进一步的详细说明。本实施例如图4所示为一个直-直-交型单相逆变器。

逆变器前级直-直变换电路是一个升压直流变换电路，后级直-交逆变电路是一个全桥单相逆变电路。

升压直流变换电路实现将200V的输入电压u_in升高转换成380V的中间直流母线电压u_b，全桥单相逆变电路实现将380V直流电压转换成220V正弦波电压输出。

升压直流变换器由输入电源V_bat，开关管Q1，二极管D1，滤波电感L1和中间直流母线电容C1构成。输入电源V_bat的正极接滤波电感L1的左端，电感L1的右端接开关管Q1的漏极和二极管D1的阳极，二极管D1的阴极接中间直流母线电容C1的正极，开关管Q1的源极接中间直流母线电容C1的负极以及输入电源V_bat的负极。

全桥单相逆变电路由中间直流母线电容C1，开关管Q2~Q5及其各自反并二极管D2~D5，滤波电感Lo，滤波电容Co，负载电阻Ro构成。电容C1的阳极接开关管Q2和Q4的集电极及二极管D2和D4的阴极；Q2的发射极及二极管D2的阳极接电感L2的左端和开关管Q3的集电极及二极管D3的阴极；Q4的发射极及二极管D4的阳极接开关管Q5的集电极及二极管D5的阴极，并与C2和Ro的下端一起接地gnd2；电感L2的右端接电容C2和电阻Ro的上端。电容C2两端的电压就是输出电压u_o。

输入电源Vbat的电压u_in为200V，电感L1为1800μH，电容C1为500μF，电感L2为400μH，电容C2为25μF，电阻Ro为50欧姆，输出电压u_o为220VAC。

图4的升压直流变换电路采用图3的控制器。中间母线电压指令值u_b^*设置为380V，其中：

Gv(s)=150(0.1592s+1)/[s(0.017958s+1)];

Gi(s)=50(0.00007958s+1)/[s(0.000003979s+1)];

Kp=1/220;

脉冲产生及驱动电路如图5所示，由比较器IC1，三极管Q9和Q10，上拉电阻Ru，基极电阻Rb，驱动电阻Rg，辅助电源Vcc和三角波信号Vs构成。控制器产生的控制电压uc接比较器IC1的正相端；三角波信号Vs接比较器IC1的负相端；比较器的输出端接上拉电阻Ru的下端，以及基极电阻Rb的左端；上拉电阻Ru的上端接辅助电源Vcc；基极电阻Rb的右端接三极管Q9和Q10的基极；三极管Q9的集电极接电源Vcc，三极管Q9的发射极与Q10的发射极共同接驱动电阻Rg的左端；Q10的集电极接电源Vcc的地Gnd。驱动电阻Rg的右端与Gnd间就是驱动电压信号，接图4中功率管Q1的栅极与源极。其中辅助电源Vcc幅值+12VDC；三角波Vs峰值是4V，谷值为0V，上升和下降沿都是25μs，即电路的开关频率为20kHz。

以下结合本案例来说明本发明的工作原理。本发明的关键在于将后级直-交电路输出侧的输出功率量p_o引入到前级直-直电路的控制器中，其中的Kp等于1/u_in，忽略电路效率的影响，p_o*Kp就等于前级电路的输入电流，并将其作为前级电路的输入电流指令值i_in^*。考虑到电路的效率，Kp值可略作调整。指令i_in^*的引入并不影响电压环控制器Gv(s)的设计，因为i_in^*反映的是总输入电流指令（i_in^*+i_f^*）中的依据输出功率实时预估出来输入电流的直流和二次谐波量之和，而后者i_f^*反映的是为了控制u_b达到指令值u_b^*的总输入电流指令中需要补充的动态电流指令部分。电流i_f^*值远小于i_in*。控制器中的电流环控制器Gi(s)的设计与传统双环控制一致。

图6是本实施案例的波形图，可见在输出电压220VAC，输出电流4.57A下中间直流母线电压u_b的低频纹波电压峰峰值为1V。

将图3中的i_in^*去除，变成传统的控制方案，同样是图4电路得到的波形如图7所示，同样的负载下中间直流母线电压u_b的低频纹波电压峰峰值达到了17.5V。这个对比反映了本电路的有效性。