宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校正电路

技术领域

本发明涉及一种宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校正电路。

背景技术

网侧输入的谐波电流会导致电源系统利用率低、损耗大、影响用电设备的正常工 作甚至危及整个电网的稳定运行，谐波治理越来越得到学术界和各国政府的重视，已出台 了许多谐波限制标准来规范用电设备的谐波含量。如IEC61000-3-2，GB17625.1等标准，明 确规定电子设备的谐波电流限值，只有满足规范要求的电子设备才允许上市。

5千瓦以上功率用电设备通常采用三相供电的大功率用电设备，产生的谐波污染 大，PFC技术却没有得到普遍的应用，主要源于三相PFC技术的发展不够成熟，实际应用中系 统结构和控制复杂，实现困难。最常见的三相PFC电路结构为PWM整流器，可分为两大类：电 压型PWM整流器和电流型PWM整流器。前者为升压型结构，输出直流电压需大于三相输入线 电压的峰值,器件电压应力大。对于国内Ull=380V（欧洲400V）工业用电，输出直流电压一般 达到700~800V；北美地区的480V（或600V）动力供电，输出电压更高。电流型PWM整流器为降 压型结构，输出电压。近些年出现的VIENNA整流器为升压结构，SWISS整流器 为降压结构，目前已知的绝大部分三相PFC电路为单一的升压或降压结构，而部分具有升降 压功能的三相PFC电路器件电压应力过大，控制复杂，实际应用困难。在输出电压不在上述 范围，或是输入输出电压变化范围大的应用场合，单一的升压或降压功能的电路无法满足 要求。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种宽电压范围低电压应力电流注入型三相功 率因数校正电路，解决了输出电压只能单一的升或降与现有电路器件电压应力过大的问 题。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：一种宽电压范围低电压应力电流注 入型三相功率因数校正电路，其特征在于：包括三相交流输入电源Uin、三相整流桥DB1、功 率MOSFET管S1、功率MOSFET管S2、功率MOSFET管S3、功率MOSFET管S4、二极管D1、二极管D2、 二极管D3、谐波电流注入网络、电感L1、电感L2、输出滤波电容Cf及负载；所述谐波电流注入 网络包括双向开关Sy1、双向开关Sy2及双向开关Sy3；所述三相交流输入电源Uin的三个输 入相电压分别与三相整流桥DB1的三个输入端连接，所述三相交流输入电源Uin的三个输入 相电压还分别与双向开关Sy1的一端、双向开关Sy2的一端、双向开关Sy3的一端连接；所述 双向开关Sy1的另一端、双向开关Sy2的另一端及双向开关Sy3的另一端相连于注入点Y；所 述三相整流桥DB1的正输出端与功率MOSFET管S1的漏极连接，所述三相整流桥DB1的负输出 端与功率MOSFET管S2的源极连接；功率MOSFET管S1的源极与二极管D1的阴极及电感L1的一 端连接，功率MOSFET管S2的漏极与二极管D2的阳极及电感L2的一端连接；电感L1的另一端 与功率MOSFET管S3的漏极及二极管D3的阳极连接，电感L2的另一端与功率MOSFET管S4的源 极、输出滤波电容Cf的负极及负载RL的一端连接，二极管D3的阴极与输出滤波电容Cf的正 极及负载RL的另一端连接；二极管D1的阳极、二极管D2的阴极、功率MOSFET管S3的源极及功 率MOSFET管S4的漏极相连与所述注入点Y。

进一步的，所述功率MOSFET管S1及功率MOSFET管S2或为IGBT功率开关管。

进一步的，所述功率MOSFET管S3及功率MOSFET管S4或为反并联快恢复功率二极管 的IGBT功率开关管。

进一步的，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3是快恢复功率二极管。

进一步的，所述双向开关Sy1、双向开关Sy2及双向开关Sy3由两个功率MOSFET管或 两个IGBT管反向串联而成。

进一步的，所述电感L1及电感L2的工作模式为电感电流连续CCM、电感电流断续 DCM或电感电流临界BCM。

进一步的，所述输出滤波电容Cf为储能电解电容。

本发明与现有技术相比具有以下有益效果：

1、本发明通过分阶段不同电路工作，输出电压可升可降，输入输出电压工作范围大，更 适合于输入输出电压变化范围大的应用场合；

2、本发明的开关管电压应力小，且任意阶段，只有两个开关管工作在高频状态，开关损 耗较小，有利于效率提升；

3、本发明无需复杂的矢量控制，只要采用DC/DCPWM控制技术，就可以实现三相输入电 流正化弦，易于实现。

附图说明

图1是本发明的具体实施电路图。

图2是本发明的三个双向开关的驱动信号与三相输入电源的时序图。

图3是本发明在稳态工作时的电压电流波形图。

图4是本发明在区间①，boost工作模式时的等效电路图。

图5是图4的简化电路图。

图6a是本发明在区间①，boost工作模式时阶段1的电流通路图。

图6b是本发明在区间①，boost工作模式时阶段2的电流通路图。

图6c是本发明在区间①，boost工作模式时阶段3的电流通路图。

图6d是本发明在区间①，boost工作模式时阶段4的电流通路图。

图7是本发明在区间①，buck工作模式时的等效电路图。

图8是图7的简化电路图。

图9a是本发明在区间①，buck工作模式时阶段1的电流通路图。

图9b是本发明在区间①，buck工作模式时阶段2的电流通路图。

图9c是本发明在区间①，buck工作模式时阶段3的电流通路图。

图9d是本发明在区间①，buck工作模式时阶段4的电流通路图。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步说明。

请参照图1，本发明提供一种宽电压范围低电压应力电流注入型三相功率因数校 正电路，其特征在于：包括三相交流输入电源Uin、三相整流桥DB1、功率MOSFET管S1、功率 MOSFET管S2、功率MOSFET管S3、功率MOSFET管S4、二极管D1、二极管D2、二极管D3、谐波电流 注入网络、电感L1、电感L2、输出滤波电容Cf及负载；所述谐波电流注入网络包括双向开关 Sy1、双向开关Sy2及双向开关Sy3；所述三相交流输入电源Uin的三个输入相电压分别与三 相整流桥DB1的三个输入端连接，所述三相交流输入电源Uin的三个输入相电压还分别与双 向开关Sy1的一端、双向开关Sy2的一端、双向开关Sy3的一端连接；所述双向开关Sy1的另一 端、双向开关Sy2的另一端及双向开关Sy3的另一端相连于注入点Y；所述三相整流桥DB1的 正输出端与功率MOSFET管S1的漏极连接，所述三相整流桥DB1的负输出端与功率MOSFET管 S2的源极连接；功率MOSFET管S1的源极与二极管D1的阴极及电感L1的一端连接，功率 MOSFET管S2的漏极与二极管D2的阳极及电感L2的一端连接；电感L1的另一端与功率MOSFET 管S3的漏极及二极管D3的阳极连接，电感L2的另一端与功率MOSFET管S4的源极、输出滤波 电容Cf的负极及负载RL的一端连接，二极管D3的阴极与输出滤波电容Cf的正极及负载RL的 另一端连接；二极管D1的阳极、二极管D2的阴极、功率MOSFET管S3的源极及功率MOSFET管S4 的漏极相连与所述注入点Y。

图1中功率MOSFET管S1、功率MOSFET管S2、二极管D1、二极管D2，电感L1、电感L2、输 出滤波电容Cf构成两个buck电路；功率MOSFET管S3、功率MOSFET管S4、二极管D3，电感L1、电 感L2、输出滤波电容Cf构成两个boost电路。

于本实施例中，所述功率MOSFET管S1及功率MOSFET管S2或为IGBT功率开关管。

于本实施例中，所述功率MOSFET管S3及功率MOSFET管S4或为反并联快恢复功率二 极管的IGBT功率开关管。

于本实施例中，所述二极管D1、二极管D2、二极管D3是快恢复功率二极管。

于本实施例中，所述双向开关Sy1、双向开关Sy2及双向开关Sy3由两个功率MOSFET 管或两个IGBT管反向串联而成。

于本实施例中，所述电感L1及电感L2的工作模式为电感电流连续CCM、电感电流断 续DCM或电感电流临界BCM。

于本实施例中，所述输出滤波电容Cf为储能电解电容。

如图2所示是本发明的谐波电流注入网络的开关管的驱动信号与三相输入电源的 时序图。三个双向开关Sy1、Sy2、Sy3的控制信号与三相输入电压瞬时值的关系，注入支路的 双向开关工作于两倍电源频率，属于低频工作功率开关管。一个交流电源周期分为6个区 间，每一区间为60°，在每一区间里，三相输入电压绝对值最小的那一相对应的双向开关导 通。图3为稳态工作时的电压电流波形，u_pY、u_Yn为线电压的分段组合，类似于三角波。下面 的分析以区间①为例，分别分析boost模式和buck模式的详细工作过程。此区间c相电压绝 对值最小，双向开关Sy3导通，Sy1、Sy2关断。a相电压正的最大，u_pN=u_aN，b相电压负的最小， u_nN=u_bN。由此可知u_pn=u_ab，u_pY=u_ac，u_Yn=u_cb，u_pn=u_ab。

一：boost模式

当三相整流输出电压u_pn<U_o时，电路工作于boost模式。参照附图4，此时功率MOSFET管 S1、S2保持导通，功率MOSFET管S3、S4高频开关工作，简化等效电路如图5所示，箭头表示各 状态变量的参考正方向。S3、S4控制信号采用后沿调制，即每一开关周期起始时刻，同时开 通。

（1）S3、S4同时导通，等效电路如图6a。电压u_pY=u_ac，加在L1上；电压u_Yn=u_cb，加在L2 上；i_L1、i_L2增大。D3反偏，负载RL全部由电容C_f供电。

（2）S3导通、S4关断，等效电路如图6b。S3导通，i_L1增大；i_L2通过S3（当i_L2>i_L1时，通 过S3寄生二极管）、D3续流放电，在反压（U_o-u_Yn）作用下减小。

（3）S3关断、S4导通，等效电路如图6c。S4导通，i_L2增大；i_L1通过S4（当i_L1>i_L2时，通 过S4寄生二极管）、D3续流放电，在反压（U_o-u_pY）作用下减小。

（4）S3、S4同时关断，等效电路如图6d。实际导通回路分三种情况，a)S3、S4同时关 断时刻，i_L1>i_L2，则i_Y<0，S4寄生二极管Ds4导通，i_L2在u_Yn作用下继续增大，i_L1在反压（U_o- u_pY）作用下减小。如果在下一个开关周期到来前i_L1=i_L2，则S3、S4寄生二极管都不通，i_Y=0， i_L1、i_L2一起续流减小。b)S3、S4同时关断时刻，i_L1<i_L2，则i_Y>0，S3寄生二极管Ds3导通，i_L1在u_pY作用下继续增大，i_L2在反压（U_o-u_Yn）作用下减小。如果在下一个开关周期到来前i_L1= i_L2，则S3、S4寄生二极管都不通，i_Y=0，i_L1、i_L2一起续流减小。c)S3、S4同时关断时刻，i_L1= i_L2，则直接转入S3、S4寄生二极管都不通，i_Y=0，i_L1、i_L2一起续流减小的状态。

功率MOSFET管S3导通时，电感L1的电流i_L1增大；S3关断时，i_L1减小；通过控制S3 的通断可以控制电感L1的电流i_L1，此时电感L1的电流为a相电流，i_p=ia=i_L1。因此，可以通过 控制功率MOSFET管S3的通断使i_a跟踪a相电压u_a。同理，可以通过控制功率MOSFET管S4的通 断使i_b跟踪b相电压u_b，i_n=i_b=-i_L2。根据Y点的节点电流方程，c相电流i_c=i_Y=i_L2-i_L1=-(i_a+i_b)，三相对称时，如果i_a、i_b跟踪各自的相电压u_a、u_b，则i_c也跟踪相电压u_c，从而实现三相 输入电流跟踪三相输入电压。可以看出，功率MOSFET管S3、S4电压应力为输出电压U_o。

二：buck模式

当三相整流输出电压u_pn>U_o时，电路工作于buck模式。参照附图7，此时功率MOSFET管 S3、S4保持关断，功率MOSFET管S1、S2高频开关工作，简化等效电路如图8所示，箭头表示各 状态变量的参考正方向，由于L1、L2始终串联，所以i_L1=i_L2=i_L。S1、S2控制信号采用后沿调 制，即每一开关周期起始时刻，同时开通。

（1）S1、S2同时导通，电流通路如图9a。电压(u_pn-U_o)加在L1、L2上，i_L上升，同时向 储能电容C_f、负载RL供电。

（2）S1导通、S2关断，电流通路如图9b。如果u_pY>U_o，则i_L增大；否则，i_L减小。

（3）S1关断、S2导通，电流通路如图9c。如果u_nY>U_o，则i_L增大；否则，i_L减小。

（4）S1、S2同时关断，电流通路如图9d。反压U_o加在L1、L2上，i_L续流减小。

功率MOSFET管S1导通时，功率MOSFET管S1电流i_S1=i_L；S1关断时，i_S1=0；通过控制 S1的通断可以控制S1电流i_S1，此时i_S1=i_p=i_a，因此可以通过控制功率MOSFET管S1的通断使 i_a跟踪a相电压u_a。同理，可以通过控制功率MOSFET管S2的通断使i_b跟踪b相电压u_b，-i_S2=i_n= i_b。根据Y点的节点电流方程，i_c=i_Y=i_S2-i_S1=-(i_a+i_b)，三相对称时，如果i_a、i_b跟踪各自的 相电压u_a、u_b，则i_c也跟踪相电压u_c，从而实现三相输入电流跟踪三相输入电压。功率MOSFET 管S1、S2电压应力为三相整流输出电压u_pn的最大值。

其它区间的工作情况与区间①的工作状态类似，从一个完整的电源周期看，三相 输入电流跟踪三相输入电压。从图3可以看出，i_p跟踪三相整流桥正输出端与电源中性线之 间的电压u_pN，i_n跟踪三相整流桥负输出端与电源中性线之间的电压u_nN，i_Y为三倍电源频率 的近似三角波。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与 修饰，皆应属本发明的涵盖范围。