一种光伏应用场景下基于三态开关单元概念的DC-DC升压变换器

技术领域

本发明总体涉及功率转换，尤其涉及具有最大功率点跟踪(MPPT)的 PV电源调节系统以及用于获取太阳能的超高效DC-DCPWM变换器。

背景技术

AC-DC和DC-DC变换器越来越朝着高效、高功率密度和低成本的趋势 发展。由于PWMAC/DC和DC-DC变换器本身的特点以及很容易在主拓扑 电路中添加软开关单元，使得实现高效率更加简单。此外，可以通过增加开 关频率来降低无功分量的大小。

然而，在高电压以及高功率应用场景下，软开关PWM变换器仍存在一 定的缺陷，比如，加在开关两端的高电压和经过开关的高峰值电流会导致大 量的功率损耗以及大量热沉。而且，由于无功分量以及适合高电压和高功率 应用的半导体器件，传统的PWM变换器的效率更低且更难以优化。例如， 硅(Si)技术正在被碳化硅(SiC)技术所取代，但这项技术如今仍然十分 昂贵。然而，从实验室中的实际试验来看，碳化硅半导体在效率方面的表现 并没有达到预期的效果。

带有有源和无源吸收电路的升压变换器是如今业内最广泛使用的一种光 伏(PV)电源调节变换器，这种升压变换器容易获得，能够实现最大功率 点跟踪(MPPT)且效率高。对于高电流、高功率应用，通常使用两个或两 个以上变换器，并且将它们并联耦合在一起。这种拓扑结构在不同的文章有 过论述，请参看，例如，参考文献一。

在处理高功率时，IGBT、MOSFET、JFET、JBT、二极管、GTO、 MCT和其它半导体已被选择用来作为行业内的应用中的有源开关。然而， 使用这些设备会随之引发许多限制效率和/或功率密度的问题。这些问题包 括：

·并联设备之间的电流共享。

·整流损耗增加使得单元重量和尺寸增大，导致开关频率下降。

现有解决方案的另外一个缺点是电压电平过高且需要至少能够处理超过 1.2千伏电压的高压半导体来满足PV系统的要求。这会使得性能下降，体积 增大，变换器的效率大大降低。然而，现有的碳化硅技术能够解决这类问题， 虽然其费用非常的昂贵。

随着半导体的数量越来越多(传导损耗降低)，在如今市场中的拓扑电 路实现高效率成为可能。进一步地，降低开关频率(减少开关损耗)会增加 无功分量的大小，进而增加功率密度。

也可以使用碳化硅半导体来替代硅基半导体，但这会增加变换器的成本。

进一步地，如果对变换器进行优化以实现高功率密度，那么效率会进一 步降低。

在如今现有的解决方案中，要么选择优化效率要么选择优化高密度，但 两者无法同时优化，而且不管选择哪种，与其对应的解决方案的成本都不低。

传统上，使用并联的变换器可以解决增加的DC功率的要求，但是由于 上述问题，这并不是一个具有高效率、高功率密度以及低成本的最佳解决方 案。

在此背景下，本发明旨在提供一种解决或者至少减少现有技术中的问题 的超高效率DC-DC升压变换器。

发明内容

根据以上背景，本发明的目的在于提供一种尤其适用于PV发电系统的 电力电子行业中要求高功率、高效率、高功率密度以及低成本的应用场景的 拓扑电路，本拓扑电路也同样适用于其它要求高功率，高效，高密及低成本 的应用场景。

为了克服上面提及的各种缺点，本发明提供了一种DC-DC升压变换器， 由于以下特点，所述DC-DC升压变换器可以实现高效率、高功率密度和低 成本：

·简化实现PV系统的最大功率点跟踪(MPPT)。

·避免使用高电压、高频率的碳化硅半导体。

·交错执行变换器通过开关降低电流应力的特点和减少输入/输出滤波 器的组件数量的特点。

·简化无源吸收电路避免对主升压二极管使用碳化硅二极管。

·将电源开关以串联的方式分散，以降低电压应力进而减少损耗并避免 使用碳化硅半导体。

·本发明提供的变换器使用三态开关单元，其操作功能使得该变换器精 简且更加高效。

·热量分布合理，可靠性增强。

·半导体的变换器控制策略设计简单高效，也减少了损耗。

一个适用于高功率变换器设计的方法是使用多电平技术。

在输出电压较高时，为了降低电压应力，建议将半导体进行串联。为了 降低电流应力，优先将半导体并联。为了提高效率，会使用串联的低压半导 体，并且，优选地，将单个开关替换为电压均衡布置网络。其复杂程度随着 开关数量的增加而增加。然而，相对于碳化硅半导体或模块，其成本更低。

使用标准硅半导体不仅可以提高效率，还可以简化驱动电路以及降低针 对碳化硅技术而提供的驱动器的复杂度。

此外，这种离散方案也比半导体模块更便宜。

在传统的解决方案中，输入和输出的电流和电压波纹更高。因此，传统 的解决方案需要更大的输入、输出滤波器，增加体积的同时也增加了成本。

由于半导体的电流应力降低以及单元内热量分布的改善，变换器的可靠 性也有所提高。

三态开关单元技术的概念已经应用到本发明的变换器中。如上所述，该 技术的主要特点是能够通过减少损耗和避免碳化硅技术使用的复杂性和成本 来实现高频率、高效率、高功率密度和低成本。

本发明另外一个重要的特点是通过分散开关来降低电压应力。两个开关 之间串联，每个开关与其各自的电压均衡网络并联，以保证半导体的电压级 联，从而采用低压设备来代替高压开关。

本发明提供的方案比可以通过如今的技术实现的替代方案具有很大优势。 因此，本发明提供的电路能够实现超高的效率、高功率密度和低沉本的完美 结合。

本发明基于三态开关单元技术在变换器中的应用提供了一种DC-DC升 压变换器。如上所述，该技术的主要特点是能够通过减少损耗和避免碳化硅 半导体使用的复杂性和成本来实现高频率、高效率、高功率密度和低成本。 例如，所述三态开关单元的概念如参考文献二所述。根据图2所示的拓扑电 路，从无序的输入到有序的输出，可以提高能量转换的性能。与所有传统的 非隔离DC-DCPWM变换器相比，这些拓扑结构旨在高效率地实现高电流应 用和高功率。

因此，本发明第一方面提供了一种光伏应用场景下的DC-DC升压变换 器，所述DC-DC变换器包括：

(i)输入端子，输出端子以及公共或接地端子；

(ii)第一自耦变压器，包括中间端子以及第一、二线端端子；

(iii)第一二极管，其一个端子与所述第一自耦变压器的第一线端端子 耦合；

(iv)第二二极管，其一个端子与所述第一自耦变压器的第二线端端子 耦合；其中

(v)所述二极管的第二端子与所述输出端子相连；

(vi)所述输出端子通过滤波器与所述变换器的公共端子耦合；

提供了一种三态开关单元，包括四个端子和四个开关S1、S2、S3和S4， 其中第一端子与第一开关S1相连，第二端子与第二开关S2相连，第三端子 与第三开关S3相连，第四端子与第四开关相连，所述三态开关单元的第一 端子与所述第一自耦变压器的第一线端端子相连，所述三态开关单元的第三 端子与所述第一自耦变压器的第二线端端子相连，所述三态开关单元的第二、 四端子与所述变换器的公共或接地端子相连。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，吸收电路连接在所述 变换器的输入端子和输出端子之间，以使三态开关单元增加的升压二极管的 恢复电流最小化。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，所述吸收电路包括回 扫变压器，其一个线端端子与所述变换器的输入端子相连，回扫变压器的中 间端子与所述第一自耦变压器的中间端子相连，其中，所述回扫变压器的第 二线端端子与二极管的一个端子相连，所述二极管的另一端子与所述变换器 的输出端子相连。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，所述三态开关单元包 括开关S1、S2、S3和S4，其中每个开关与各自的电压均衡电路并联耦合。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，所述三态开关单元包 括：开关S1和S2的第一串联，其中每个开关与其单独的电压均衡电路并联； 开关S3和S4的第二串联，其中每个开关与其单独的电压均衡电路并联。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，所述电压均衡电路为 电阻/电容/二极管(RCD)网络。

根据本发明提供的DC-DC升压变换器的实施例，所述开关S1、S2、S3 和S4为硅MOSFET或者绝缘栅极双极型晶体管(IGBT)。

为了从变换器提供多层级的输出电压，所述变换器的输出端子可以通过 电容器的串联与所述变换器的公共(接地)端子耦合。根据本发明一具体实 施例，所述DC-DC升压变换器的输出端子通过分压器与所述公共(接地) 端子耦合，其中所述分压器包括和第三电容器串联的第二电容器，第二、三 电容器之间连接有第二输出端子。

第二方面，本发明涉及将上述DC-DC升压变换器用作光伏器件和系统 的电源调节变换器。

本发明提供的升压变换器带来的一些重要的技术效果如下：

效率超高(大于99.4％)。

由于拓扑电路的特点，输入/输出滤波器中的电流和电压波纹降低，带 来高功率密度。

因为高功率应用对尺寸、重量和体积的影响很大，本专利能给高功率变 换器的设计降低成本。

热量分布合理，可靠性高。

自耦变压器和PCB装配简单。

所述拓扑电路中没有固有限制，本发明提供的变换器能够在任何功率电 平下实现。

根据三态开关单元(3SSC)的概念，所述电路能够针对任意数量的变 换器和不同类型的连接(串联/并联)而延长。

所述电路适用于PV系统，但也可以用在其它需要DC-DC变换器的应 用上。

进一步地，下面将更加清楚、详细地描述本发明提供的DC-DC升压变 换器的目的、特征、优点和属性。

附图说明

在本描述内容的以下详述部分中，将参看附图中所展示的示例性实施例 来更详细地解释本发明，其中：

图1示出了参考文献一所述的软开关升压变换器，其中，(a)是单开关 软开关升压变换器；(b)是交织软开关升压变换器(ISSBC)；

图2示出了参考文献二所述的三态开关单元(3SSC)的概念；

图3示出了本发明基于所述带有无损吸收电路及电压均衡的三态开关单 元的概念提供的DC-DC升压变换器的实施例；

图4示出了本发明实施例中由半导体配置实现的开关；

图5示出了本发明提供的变换器的操作模式的基本波形；

图6示出了本发明提供的随着工作周期D变化的变换器的电压增益。

具体实施方式

下面将根据本发明的启示对DC-DC升压变换器的具体实施例进行详细 的描述。

参考图3，图3阐述了本发明基于三态开关单元(3SSC)提供的一种 PWM升压变换器的实施例的示意图。本实施例提供的变换器有两个输入端 子1、2以及三个输出端子6、7和8。

所述DC-DC变换器从任一PV阵列3、4(串联或者并联的)中接收输 入功率，其中所述PV阵列提供与Ci，5并联的电压。可以看出，所述输入 从输入PV源通过回扫变压器Tf36与3SSC输入CT14串联。回扫变压器 36有两个线圈L_B和L_S，其中LB和LS在磁芯有磁力地耦合，匝数比为n1： a。从CT14到输出端子P6，线圈L_S和二极管D_S18(该二极管为硅二极管 或者碳化硅二极管)相连接。这段分支充当无损吸收电路以避免从二极管 D_B1到D_B2的恢复电流。

所述三态开关单元连接在输出端子P和N，图例编号为6和8，和回扫 变压器37的中间端子CT14之间。所述三态开关单元21有四个端子55、56、 59和60，并且由自耦变压器Ta37、线端端子16和17以及中间端子15组 成，其中匝数比n2:1。所述自耦变压器37在这里充当分流器；两个二极管 DB1和DB2，19和20(所述二极管必须是硅二极管)分别与输出滤波器和 四个开关(S1—S4)相连，图例编号为22、23、24和25。

所述三态开关单元21的开关(S1、S2、S3和S4)分别与各自的电压均 衡RCD网络26、27、28和29串联，以保证每个开关分享电压。实际上， 开关S1到S4可以通过不同方法来实现，例如，使用编号32所示的低压硅 MOSFET或者IGBT。

每个开关22、23、24、25与单独的无源电压均衡网络26、27、28、29 并联耦合，所述第一开关22与所述第二开关23串行耦合，所述第三开关24 与所述第四开关25串行耦合。

每个所述无源电压均衡网络26、27、28和29包括一个电阻器47、48、 49、50，一个电容器51、52、53、54和一个二极管43、44、45、46。所述 电阻器47、48、49、50与所述二极管43、44、45、46并联耦合，该并联耦 合与所述电容器51、52、53、54串联耦合。

如下详述，所述开关22、23、24、25可以通过例如MOSFET39、40、 41、42来实现，其中每个单独的无源电压均衡网络26、27、28、29耦合在 每个单独的MOSFET的漏端子和源端子之间，其中所述电容器51、52、53、 54耦合到所述漏端子，二极管43、44、45、46和电阻器47、48、49、50的 并联耦合到各自MOSFET的源端子上。

根据本发明实施例，所述变换器设置有吸收电路18、36，其中所述吸 收电路连接在所述变换器的输入端子1和输出端子6之间。

本实施例提供的吸收电路包括回扫变压器36，其一个线端端子与所述 变换器的输入端子1相连，中间端子14与所述第一自耦变压器37的中间端 子15相连，其中，所述回扫变压器36的第二线端端子12与二极管18的一 个端子相连，所述二极管的另一端子与所述变换器的输出端子6相连。

输出滤波器耦合在所述变换器的输出端子P和N，6和8，之间。在本 发明所述的实施例中，该滤波器包括电容网络，所述电容网络包括电容器 C₁、C₂和C₃，分别为9、10和11。应理解的是，也可以用其它的滤波器配 置来代替，而该替代的滤波器的应用应涵盖在本发明的保护范围内。C₂和 C₃的串联提供了一种三级DC-链路P-MP-N电压以给任何多级电压源型逆变 器供电。所述电容器C₁、C₂和C₃可以是，例如，薄膜电容器或者电解电容 器。

结合图4，本发明提供了一种DC-DC变换器的实施例，其中，开关S1 至S4通过MOSTEF实现。除了图4中图例编号为38的3SSC的具体描述外， 图4均与图3相对应。

在图4所示的实施例中，开关S1、S2、S3和S4通过MOSFET晶体管 39、40、41和42来实现，各自的电压均衡RCD网络耦合在各自MOSFET 的源端子和漏端子之间并且包括与并联电路串联的电容器51、52、53、54， 其中所述并联电路包括与电阻器并联的二极管43，二极管与电阻器的并联 分别如图例编号43和47、44和48、45和49以及46和50所示。所述三态 开关单元的输入端子55和56与MOSFTE39和41各自的漏端子耦合， MOSFTE39和41各自的源端子与MOSFTE40和42各自的漏端子连接。 MOSFTE40和42的源端子均与所述变换器的N-端子8连接。

结合图5，本发明提供了所述变换器的操作模式的基本波形。更具体的 说，图5(a)示出了随着时间变化的开关S₁和S₂的状态(开/关)；图5(b) 示出了随着时间变化的开关S₃和S₄的状态(开/关)；图5(c)示出了随着 时间变化从线端端子13到中间端子14的通过所述自耦变压器36的电流I_LB； 图5(d)示出了随着时间变化分别通过开关S₁和S₂的电流I_S1和I_S2；图5 (e)示出了随着时间变化通过图3中的二极管19的电流I_DB1；图5(f)示 出了随着时间变化通过吸收电路中的二极管18的电流I_DS；图5(g)分别示 出了随着时间变化的开关S₁和S₂的电压V_S1和V_S2；图5(h)示出了随着时 间变化的图3中的二极管19的电压V_DB1；图5(i)示出了随着时间变化的 所述吸收电路二极管19的电压V_DS。

结合图6，图6示出了电压增益，即，随着所述三态开关单元使用的脉 冲宽度调制(PWM)的工作周期D变化的所述变换器的输出电压Vo和输入 电压Vin之间的比率。

虽然已经对本申请的启示进行了详细的描述，但应理解的是，所做的详 述仅仅是为了方便说明，本领域的技术人员在不偏离本发明的范围的前提下， 仍可对本发明做出许多改变。

权利要求中的“包括”并不排除未列出的其他元件或步骤，权利要求中 的“一个”并不排除存在多个的情况。

参考文献

参考文献一：Chung-YuenWon等人“InterleavedSoft-SwitchingBoost converterforPhotovoltaicPower-GenerationSystem”，IEEE电力电子学会刊， 第26卷，第4期，2011年4月。

参考文献二：G.V.T.BascopéeIvoBarbi“Generationofafamilyofnon- isolatedDC-DCPWMconvertersusingathree-stateswitchingcell”，第31界电 力电子专家会议，第2卷，858-863页，2000年6月18至23日。