2．7‑3．5GHz 2W GaN单片功率放大器及设计方法

技术领域

本发明专利涉及微电子技术、微波技术、半导体单片集成技术、先进材料技术和微波功率放大技术，特别是小型化、高效率、高功率密度单片微波集成功率放大技术,尤其涉及一种2.7-3.5 GHz 2W GaN单片功率放大器及设计方法。

背景技术

单片微波集成电路（Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC）已成为当前发展各种高科技武器的重要支柱，已广泛用于各种先进的战术导弹、电子战、通信系统、陆海空基的各种先进的相控阵雷达（特别是机载和星载雷达），在民用商业的移动电话、无线通信、个人卫星通信网、全球定位系统、直播卫星接收和毫米波自动防撞系统等方面已形成正在飞速发展的巨大市场。

由于GaN材料所具有的独特优势，如噪声系数优良、最大电流高、击穿电压高、振荡频率高、频带宽、动态范围大、功率大、附加效率高、抗电磁辐射能力强等特点，为军事、宇航和国防、汽车领域以及工业、太阳能、发电和风力等高功率领域的多种应用提供了独特的选择。应用领域的扩展和军事需求的增加是驱动GaN半导体器件市场增长的主要力量。需求量的增加主要是由于GaN器件所能带来的在器件重量和尺寸方面的显著改进。另外，GaN器件击穿电压的提升有望推动GaN在电动车辆中的使用量。

HEMT（High Electron Mobility Transistor），高电子迁移率晶体管。这是一种异质结场效应晶体管，又称为调制掺杂场效应晶体管（MODFET）、二维电子气场效应晶体管（2-DEGFET）、选择掺杂异质结晶体管 (SDHT)等。HEMT是电压控制器件，栅极电压Vg可控制异质结势阱的深度，则可控制势阱中2-DEG的面密度，从而控制着器件的工作电流。高迁移率的二维电子气（2-DEG）存在于调制掺杂的异质结中，这种2-DEG不仅迁移率很高，而且在极低温度下也不“冻结”，则HEMT有很好的低温性能, 可用于低温研究工作 (如分数量子Hall效应) 中。实际上, 对很短沟道的HEMT, 往往是高得多的瞬态漂移速度起着决定作用，从而有更高的饱和电流和饱和跨导。pHEMT是对HEMT的一种改进结构，也称为赝调制掺杂异质结场效应晶体管（pMODFET）。

采用WIN Foundry的NP25-00 GaN工艺的放大器考虑到GaN器件增益压缩较缓慢，一般在8-10dB增益压缩点达到最大功率或效率点，因此GaN功率放大器的线性度较差，故谐波抑制度也较差。小信号增益约为29-31dB，需要两级放大；又考虑到较高的小信号增益将导致稳定性能下降，放大器容易发生自激震荡，因此需要非常小心的设计各级匹配和电源偏置网络，控制放大器增益的和稳定系数。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，公开了一种2.7-3.5GHz 2W GaN单片功率放大器及设计方法。

2.7-3.5 GHz 2W GaN单片功率放大器包括输入匹配网络、级间匹配网络网络、输出匹配网络、栅极偏置电源、漏极偏置电源、pHEMT晶体管S1、S2；

本发明原理框图，输入匹配网络的端口1与信号源连接，输入匹配网络的端口3分别与级间匹配网络的端口4和电感L1的一端相连，电感L1的另一端与栅极偏置电源的正极相连，栅极偏置电流的负极接地，输入匹配网络的端口2与pHEMT晶体管S1的栅极相连，pHEMT晶体管S1的源极接地，pHEMT晶体管S1的漏极与级间匹配网络的端口1相连，级间匹配网络的端口3与漏极偏置电源的正极相连，漏极偏置电源的负极接地，级间匹配网络的端口2与pHEMT晶体管S2的栅极相连，pHEMT晶体管S2的源极接地，pHEMT晶体管S2的漏极与输出匹配网络的端口1相连，输出匹配网络的端口2与负载相连，输出匹配网络的端口3与漏极偏置电源的正极相连，漏极偏置电源的负极接地；

各匹配级网络具体设计如下：

如图3所示，所述的输入匹配网络包括与级间匹配网络的端口3连接的电容C1、电容C2和电阻R1相连电容C1的另一端与背孔BVIA1的一端连接,背孔BVIA1的另一端接地，圆电容C2的另一端与背孔BVIA2的一端相连，背孔BVIA2的另一端接地，电阻R1的另一端与电感L2的一端相连，电感L2的另一端与微带线TL1的一端相连，微带线TL1的另一端分别与电阻R2的一端，微带线TL2的一端，电容C5的一端以及 电阻R3的一端相连，微带线TL2的另一端与电容C3的一端相连，电容C3的另一端与输入匹配网络的端口1相连，电阻R2的另一端与电容C4的一端相连，电容C4的另一端与背孔BVIA3的一端相连，背孔BVIA3的另一端接地，输入匹配网络的端口2分别与电容C5的另一端与电阻R3的另一端相连；

如图4所示，所述的级间匹配网络包括与级间匹配网络的端口3相连的电容C6、电容C7和电感L3相连，电容C6的另一端与背孔BVIA4的一端相连，背孔BVIA4的另一端接地，电容C7的另一端与背孔BVIA5的一端相连，背孔BVIA5的另一端接地，电感L3的另一端与微带线TL3的一端相连，微带线TL3的另一端分别与微带线TL4的一端和电感L4的一端相连，微带线TL4的另一端与级间匹配网络的端口1相连，电感L4的另一端与电容C10的一端相连，电容C10的另一端分别与微带线TL5的一端,电容C11的一端以及电阻R4的一端相连，电容C11的另一端分别与电阻R4的另一端和级间匹配网络的端口4相连，微带线TL5的另一端与电感L5的一端相连，电感L5的另一端分别与电容C9的一端，电容C8的一端以及级间匹配网络的端口2 相连，电容C9的另一端与背孔BVIA7的一端连接,背孔BVIA7的另一端接地，电容C8的另一端与背孔BVIA7的一端连接,背孔BVIA6的另一端接地；

如图5所示，所述的输出匹配网络包括与输出匹配网络的端口3相连的电容C12、电容C13和电感L6，电容C12的另一端与背孔BVIA8的一端相连，背孔BVIA8的另一端接地，电容C13的另一端与背孔BVIA9的一端相连，背孔BVIA9的另一端接地，电感L6的另一端与微带线TL6的一端相连，微带线TL6的另一端分别与输出匹配网络端口1和电容C14的一端相连，电容C14的另一端分别与电容C15的一端和微带线TL7的一端相连，电容C15的另一端和背孔BVIA10的一端相连，背孔BVIA10的另一端接地，微带线TL7的另一端与电感L7的一端相连，电感L7的另一端分别与电容C16的一端和输出匹配网络的端口2相连，电容C16的另一端和背孔BVIA11的一端相连，背孔BVIA11的另一端接地。

其中所述的电容C2、电容C3、电容C4、电容C5、电容C7、、电容C9、电容C11、电容C12、电容C13、电容C15、电容C16均为MIM电容；电阻R1、R2、电阻R3、电阻R4均为薄膜电阻，所述的电感L2、电感L3、电感L4、电感L5、电感L6、电感L7均为方形线圈平面电感。

根据pHEMT晶体管管芯采用的功率密度、管芯本身的功率大小、栅宽、电路损耗和整个工作频段的效率要求，确定管芯的尺寸，并进一步选取输出级管芯和输入级管芯，输出级选取6*125um管芯，输入级选取4*75um管芯。

使用负载牵引找出输出级管芯和输出级管芯的最佳负载阻抗即Z_L1、Z_L2和最佳源阻抗即Z_S1、Z_S2，所述的最佳负载阻抗和最佳源阻抗指管芯功率最大和效率最大进行折中的一个阻抗点；具体包括：分别使用LoadPull即负载牵引和SourcePull即源牵引找出两种管芯的最佳负载阻抗即Z_L1、Z_L2和最佳源阻抗即Z_S1、Z_S2；通过给管芯设置不同的输入源阻抗和输出负载阻抗，使用谐波平衡法计算各种输入输出阻抗条件下输出级管芯的功率和效率值，经过反复的LoadPull、SourcePull迭代最终找到一个使管芯功率或者效率最大的输入源阻抗和输出负载阻抗；

根据管芯的最佳负载阻抗和最佳源阻抗进行各级匹配网络设计，具体地说，输入匹配网络负责将50Ohm输入阻抗变换至Z_S1并同时提供输入级管芯的栅极偏置电源，级间匹配网络负责将Z_L1变换至Z_S2并同时提供输入级管芯的漏极偏执电源和输出级的栅极偏置电源，输出匹配网络则负责将Z_L2变换至50Ohm并同时提供输出级管芯的漏极偏置电源。

使用S参数仿真计算放大器的包括小信号增益、输入输出驻波系数、稳定系数在内的指标，使用谐波平衡仿真计算放大器在输入管芯的输入功率大小的输入时的包括功率增益、输出功率、电源附加效率、谐波抑制在内的指标；优化放大器的各级匹配网络，即调整网络各部分的电阻、电容、电感、微带线尺寸，使得多个参数符合要求；

按照优化后的电路原理图进行版图Layout设计，并将芯片尺寸限制在设计范围内；对版图进行电路、电磁场联合仿真，其中在仿真过程中，管芯设置为电路仿真，其余包括传输线、电容、电阻、电感在内的无源部分设置为电磁场仿真。

本发明的有益效果优化了稳定系数、输入输出驻波系统、增益、功率、效率、谐波抑制等指标，使小信号增益控制在31dB左右，稳定系数在0.1~10GHz范围内均大于1.05，输出功率大于2.3W，电源附加效率大于45%，谐波抑制大于20dBc。

附图说明

图1为本发明放大器原理框图；

图2为本发明放大器版图；

图3输入匹配网络设计图；

图4级间匹配网络设计图；

图5输出匹配网络设计图；

图6为输入输出阻抗Smith圆图；

图7为输入输出反射示意图；

图8为稳定系数示意图；

图9为输出功率（W）与电源附加效率曲线图；

图10为输出功率（W）与电源附加效率列表图；

图11为功率增益与输出功率(W)对比图；

图12为谐波抑制图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案：

2.7-3.5GHz 2W GaN单片功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络、级间匹配网络网络、输出匹配网络、栅极偏置电源、漏极偏置电源、pHEMT晶体管S1、S2；

本发明原理框图，输入匹配网络的端口1与信号源连接，输入匹配网络的端口3分别与级间匹配网络的端口4和电感L1的一端相连，电感L1的另一端与栅极偏置电源的正极相连，栅极偏置电流的负极接地，输入匹配网络的端口2与pHEMT晶体管S1的栅极相连，pHEMT晶体管S1的源极接地，pHEMT晶体管S1的漏极与级间匹配网络的端口1相连，级间匹配网络的端口3与漏极偏置电源的正极相连，漏极偏置电源的负极接地，级间匹配网络的端口2与pHEMT晶体管S2的栅极相连，pHEMT晶体管S2的源极接地，pHEMT晶体管S2的漏极与输出匹配网络的端口1相连，输出匹配网络的端口2与负载相连，输出匹配网络的端口3与漏极偏置电源的正极相连，漏极偏置电源的负极接地；

各匹配级网络具体设计如下：

如图3所示，所述的输入匹配网络包括与级间匹配网络的端口3连接的电容C1、电容C2和电阻R1相连电容C1的另一端与背孔BVIA1的一端连接,背孔BVIA1的另一端接地，圆电容C2的另一端与背孔BVIA2的一端相连，背孔BVIA2的另一端接地，电阻R1的另一端与电感L2的一端相连，电感L2的另一端与微带线TL1的一端相连，微带线TL1的另一端分别与电阻R2的一端，微带线TL2的一端，电容C5的一端以及 电阻R3的一端相连，微带线TL2的另一端与电容C3的一端相连，电容C3的另一端与输入匹配网络的端口1相连，电阻R2的另一端与电容C4的一端相连，电容C4的另一端与背孔BVIA3的一端相连，背孔BVIA3的另一端接地，输入匹配网络的端口2分别与电容C5的另一端与电阻R3的另一端相连；

如图4所示，所述的级间匹配网络包括与级间匹配网络的端口3相连的电容C6、电容C7和电感L3相连。，电容C6的另一端与背孔BVIA4的一端相连，背孔BVIA4的另一端接地，电容C7的另一端与背孔BVIA5的一端相连，背孔BVIA5的另一端接地，电感L3的另一端与微带线TL3的一端相连，微带线TL3的另一端分别与微带线TL4的一端和电感L4的一端相连，微带线TL4的另一端与级间匹配网络的端口1相连，电感L4的另一端与电容C10的一端相连，电容C10的另一端分别与微带线TL5的一端,电容C11的一端以及电阻R4的一端相连，电容C11的另一端分别与电阻R4的另一端和级间匹配网络的端口4相连，微带线TL5的另一端与电感L5的一端相连，电感L5的另一端分别与电容C9的一端，电容C8的一端以及级间匹配网络的端口2 相连，电容C9的另一端与背孔BVIA7的一端连接,背孔BVIA7的另一端接地，电容C8的另一端与背孔BVIA7的一端连接,背孔BVIA6的另一端接地；

如图5所示，所述的输出匹配网络包括与输出匹配网络的端口3相连的电容C12、电容C13和电感L6，电容C12的另一端与背孔BVIA8的一端相连，背孔BVIA8的另一端接地，电容C13的另一端与背孔BVIA9的一端相连，背孔BVIA9的另一端接地，电感L6的另一端与微带线TL6的一端相连，微带线TL6的另一端分别与输出匹配网络端口1和电容C14的一端相连，电容C14的另一端分别与电容C15的一端和微带线TL7的一端相连，电容C15的另一端和背孔BVIA10的一端相连，背孔BVIA10的另一端接地，微带线TL7的另一端与电感L7的一端相连，电感L7的另一端分别与电容C16的一端和输出匹配网络的端口2相连，电容C16的另一端和背孔BVIA11的一端相连，背孔BVIA11的另一端接地。

其中所述的电容C2、电容C3、电容C4、电容C5、电容C7、、电容C9、电容C11、电容C12、电容C13、电容C15、电容C16均为MIM电容；电阻R1、R2、电阻R3、电阻R4均为薄膜电阻，所述的电感L2、电感L3、电感L4、电感L5、电感L6、电感L7均为方形线圈平面电感。

2.7-3.5GHz 2W GaN单片功率放大器的设计方法如下：

首先确定管芯的有源尺寸，NP25-00工艺管芯的功率密度约为4.9W/mm，则对2W放大器而言输出级管芯的栅宽最小仅需0.41mm，但是考虑到电路损耗以及整个工作频段的效率要求，输出级选取6*125um管芯，功率增益约为10dB；输入级选取4*75um管芯。

根据pHEMT晶体管管芯采用的功率密度、管芯本身的功率大小、栅宽、电路损耗和整个工作频段的效率要求，确定管芯的尺寸，并进一步选取输出级管芯和输入级管芯，输出级选取6*125um管芯，输入级选取4*75um管芯。

使用负载牵引找出输出级管芯和输出级管芯的最佳负载阻抗即Z_L1、Z_L2和最佳源阻抗即Z_S1、Z_S2，所述的最佳负载阻抗和最佳源阻抗指管芯功率最大和效率最大进行折中的一个阻抗点；具体包括：分别使用LoadPull即负载牵引和SourcePull即源牵引找出两种管芯的最佳负载阻抗即Z_L1、Z_L2和最佳源阻抗即Z_S1、Z_S2；通过给管芯设置不同的输入源阻抗和输出负载阻抗，使用谐波平衡法计算各种输入输出阻抗条件下输出级管芯的功率和效率值，经过反复的LoadPull、SourcePull迭代最终找到一个使管芯功率或者效率最大的输入源阻抗和输出负载阻抗；

根据管芯的最佳负载阻抗和最佳源阻抗进行各级匹配网络设计，具体地说，输入匹配网络负责将50Ohm输入阻抗变换至Z_S1并同时提供输入级管芯的栅极偏置电源，级间匹配网络负责将Z_L1变换至Z_S2并同时提供输入级管芯的漏极偏执电源和输出级的栅极偏置电源，输出匹配网络则负责将Z_L2变换至50Ohm并同时提供输出级管芯的漏极偏置电源。

使用S参数仿真计算放大器的包括小信号增益、输入输出驻波系数、稳定系数在内的指标，使用谐波平衡仿真计算放大器在输入管芯的输入功率大小的输入时的包括功率增益、输出功率、电源附加效率、谐波抑制在内的指标；仿真效果如仿真效果如图6~图12所示。优化放大器的各级匹配网络，即调整网络各部分的电阻、电容、电感、微带线尺寸，使得多个参数符合要求；

按照优化后的电路原理图进行版图Layout设计，并将芯片尺寸限制在设计范围内；对版图进行电路、电磁场联合仿真，其中在仿真过程中，管芯设置为电路仿真，其余包括传输线、电容、电阻、电感在内的无源部分设置为电磁场仿真。

本发明的有益效果优化了稳定系数、输入输出驻波系统、增益、功率、效率、谐波抑制等指标，使小信号增益控制在31dB左右，稳定系数在0.1~10GHz范围内均大于1.05，输出功率大于2.3W，电源附加效率大于45%，谐波抑制大于20dBc。