基于输出网侧电流估计的单相LCL型并网逆变器谐振抑制方法

技术领域

本发明涉及一种基于输出网侧电流估计的单相LCL型并网逆变器谐振抑制方法，属于逆变电路控制领域。

背景技术

当今世界能源紧张及环境污染的严峻形势倍受人们关注，光伏发电技术因其能源清洁且可再生而越来越受到重视，其中分布式并网发电是光伏发电技术的主要利用方式之一。由于光伏电池输出直流电，无法直接并入电网，因此需通过逆变技术将光伏电池输出的直流电转换成电网可接受的交流电。为了抑制功率器件开关工作产生的谐波，需要在并网逆变器和电网之间加入滤波器，LCL型滤波器由于在低开关频率和小电感情况下具有较好的谐波抑制性能，因而被广泛采用。然而LCL型滤波器本身具有的三阶特性使其频率响应在谐振频率处存在谐振尖峰及-180°的相位滞后，容易造成并网逆变器振荡甚至不稳定，因此需要对该谐振尖峰进行抑制。

常用的LCL谐振峰抑制方法有无源阻尼法和有源阻尼法。无源阻尼法通过在LCL电路中串并联电阻实现，该方法实现简单，不受开关频率限制，然而能量损耗非常大；有源阻尼法通过引入合适的滤波电感或滤波电容的电压或电流等状态变量反馈来抑制谐振尖峰，不需要附加其他无源元件，不会造成额外的能量损耗，但有源阻尼法需要增加额外的电压传感器或者电流传感器，不利于节约成本。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术不足提供一种基于输出网侧电流估计的单相LCL型并网逆变器谐振抑制方法，以解决分布式并网发电逆变控制中单相LCL型并网逆变器由于LCL滤波器自身三阶特性所造成的谐振问题。

本发明所述方法步骤如下：

(1)通过PI控制器的输出，估计经过谐振抑制后LCL滤波器的输出网侧电流；

(2)用实际输出网侧电流的测量值修正步骤(1)中的估计值，使估计值跟踪测量值；

(3)将步骤(2)中经过修正的估计值作为控制回路的反馈值，输入步骤(1)中PI控制器进行控制，达到抑制谐振的目的。

进一步，所述步骤(1)估计经过谐振抑制后LCL滤波器输出网侧电流的方法为：

(A)在控制回路中加入电网电压前馈，此时PI控制器输出为LCL滤波器的两端电压之差V_LCL，其与电网电压V_g和逆变器一个控制周期内输出的平均电压V_inv的关系为V_inv＝V_LCL+V_g；

(B)建立电感的数学模型，模型的感值为LCL滤波器的总感值，即(L为逆变器侧电感感值，L_g为网侧电感感值)，模型的输入为步骤(1)的(A)中PI控制器的输出V_LCL，模型的输出为LCL输出网侧电流的估计值

进一步，所述步骤(2)修正LCL滤波器输出网侧电流估计值的方法为：

(A)构建观测回路，参考输入为LCL滤波器输出网侧电流测量值i_g，估计值作为负反馈值，得出误差e；

(B)观测回路前向通道中加入观测补偿器Go(s)，补偿器的输入为步骤(2)中的(A)中的误差e，输出为步骤(1)中的(B)中电感模型输入的补偿值u_o，即步骤(1)中的(B)中电感模型输入变更为V_LCL+u_o，此时该模型的输出即为经过修正的网侧电流估计值

(C)根据步骤(2)中的(B)构建观测补偿器Go(s)，补偿器可为P控制器或PI控制器。

进一步，所述步骤(3)控制方法为：

步骤(3)中的(A)将步骤(2)中的(B)中经过修正的估计值作为控制回路的反馈值，其与网侧电流设定值i^*之差作为步骤(1)中的(A)中PI控制器的输入进行控制，PI控制器输出为LCL滤波器的两端电压之差V_LCL；

步骤(3)中的(B)根据步骤(3)中的(A)中PI控制器的输出V_LCL和电网电压的测量值V_g得出逆变器一个控制周期内输出的平均电压V_inv＝V_LCL+V_g；

步骤(3)中的(C)通过逆变器一个控制周期内输出的平均电压V_inv与直流电源电压V_dc的关系，更新驱动逆变器运行的PWM波占空比D＝V_inv/V_dc，其中-1≤D≤1，正负号代表驱动逆变器两个不同的桥臂。

本发明的特点及有益效果：

1、采用输出网侧电流估计的方法，限制LCL滤波器谐振峰处谐波电流被引入控制回路，有效抑制LCL滤波器的谐振峰，提高系统的稳定性；

2、采用输出网侧电流估计的方法，克服了在LCL滤波器中加入无源元件导致的能量损耗问题，避免了增加额外的传感器，有利于节约成本。

附图说明

图1为本发明的系统结构图；

图2为本发明的结构框图；

图3为本发明的控制算法流程图。

具体实施方式

下面结合附图和工作原理对本发明的具体实施方式进行详细说明。

图1为本发明的系统结构图，虚线框以外为主电路结构，DC为直流电压源，AC为电网，G_P为单相逆变器，逆变侧电感L，网侧电感L_g以及电容C共同组成LCL滤波器，端子为电压测量端，为电流测量端。虚线框以内为控制结构，其中Est模块即为本发明提供的网侧电流估计方法，目的在于滤除网侧电流测量值i_g的谐振点谐波，得到新值SPLL模块为软件锁相环，目的在于得到与电网电压同频同相的单位正弦函数sinθ，为输出网侧电流的设定值，为输出网侧电流幅值的设定值，三者关系为PI模块为PI控制器，其输入为电流误差控制回路中引入了电网电压前馈，因此PI控制器的输出为LCL滤波器两端电压之差V_LCL，满足关系V_inv＝VLCL+V_g，V_inv为逆变器一个控制周期内输出的平均电压，V_g为电网电压；EPWM模块为脉宽调制模块，其载波幅值为直流电源电压V_dc且频率固定，调制波为逆变器一个控制周期内输出的平均电压V_inv，EPWM模块输出占空比为D＝V_inv/V_dc的PWM波，其中-1≤D≤1，正负号代表驱动逆变器两个不同的桥臂。

图2为本发明的结构框图，即图1中Est模块的内部结构，本发明是基于网侧电流估计的LCL谐振抑制方法，主要是利用LCL滤波器电容支路上的电流较小，LCL滤波器与L滤波器在低中频段频率特性相似，且L滤波器不含谐振峰的特点，通过对图1中PI控制器的输出V_LCL进行积分(积分器的增益为LCL滤波器总感值的倒数1/(L+L_g))，得出网侧电流的估计值同时引入观测补偿器Go(s)，其参考输入为网侧电流测量值i_g，反馈输入为估计值输出u_o作为积分器的输入补偿，对估计值进行修正，使估计值跟踪测量值i_g，从而达到对网侧电流测量值i_g滤波的目的(估计值即为测量值i_g经过滤波后的新值)，观测补偿器可为P控制器、PI控制器。

图3为应用本发明的控制算法流程图，如图所示，本发明实施例的控制方法包括以下步骤：

1、初始化控制周期T_S，电流幅值设定值进入控制周期的次数k＝1，PI控制器参数k_p和k_i，设置观测补偿器Go(s)为比例增益为k_G的P控制器，电网电压相位初始值θ(0)＝0，网侧电流初始设定值网侧电流初始测量值i_g(0)＝0，网侧电流初始估计值控制器初始输出V_LCL(0)＝0；

2、进入第k个控制周期，采样网侧电流i_g(k)，母线电压V_dc(k)，电网电压V_g(k)，通过SPLL计算相位θ(k)，计算电流设定值

$i_g^{*}\left(k\right)=I_g^{*}sin\theta \left(k\right)$

3、计算网侧电流估计值

${\hat{i}}_g\left(k\right)=\frac{T_S}{L+L_g}\underset{j=1}{\overset{k}{\Sigma }}\left\{k_G\right[i_g\left(j\right)-{\hat{i}}_g(j-1)]+V_{LCL}(j-1)\}$

4、将网侧电流估计值作为控制回路的反馈值，计算出控制器输出

$V_{LCL}\left(k\right)=k_p[i_g^{*}\left(k\right)-{\hat{i}}_g\left(k\right)]+k_i{T}_S\underset{j=1}{\overset{k}{\Sigma }}[i_g^{*}\left(j\right)-{\hat{i}}_g\left(j\right)]$

5、更新PWM波占空比

$D\left(k\right)=\frac{V_{LCL}\left(k\right)+V_g\left(k\right)}{V_{dc}\left(k\right)}$

其中-1≤D≤1，正负号代表驱动逆变器两个不同的桥臂；

6、等待进入下一个控制周期，k＝k+1，回到第2步。