公开/公告号CN108206659A
专利类型发明专利
公开/公告日2018-06-26
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申请/专利权人 丽水博远科技有限公司;
申请/专利号CN201810120333.6
申请日2018-02-07
分类号H02P21/18(20160101);
代理机构61205 陕西电子工业专利中心;
代理人王品华
地址 323000 浙江省丽水市城北街368号绿谷1号
入库时间 2023-06-19 05:42:43
法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2022-11-22
专利权质押合同登记的生效 IPC(主分类):H02P21/18 专利号:ZL2018101203336 登记号:Y2022980020826 登记生效日:20221104 出质人:丽水博远科技有限公司 质权人:中信银行股份有限公司丽水分行 发明名称:基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法 申请日:20180207 授权公告日:20200407
专利权质押合同登记的生效、变更及注销
2020-04-07
授权
授权
2018-07-20
实质审查的生效 IPC(主分类):H02P21/18 申请日:20180207
实质审查的生效
2018-06-26
公开
公开
技术领域
本发明属于无位置传感器控制技术领域,特别涉及一种永磁同步电机转子位置的估计方法,可用于电机控制系统。
背景技术
为了实现最佳电压矢量控制或最大的转矩控制,需要精确地获得永磁同步电机转子的位置信息。目前获取永磁同步电机转子位置的方法,主要有利用位置传感器直接检测的方法和无位置传感器估计检测的方法。其中:
位置传感器直接检测的方法,主要是在永磁同步电机中放置机械式传感器,通过传感器直接检测转子位置。但是这种方法的可靠性和控制精确较低,且成本较高。
无位置传感器估计检测的方法,根据不同的原理对永磁同步电机转子位置估算方法可以分为以下几种:
1)利用定子端电压和电流直接计算转子速度和位置。
这种方法时通过检测电动机的端电压、电流、利用磁链计算出转子的位置角和速度。磁链是通过反电动势积分求得,由于积分器有零漂问题,得到的磁链值会有积分误差。当转速较低,无法建立起足够大的反电动势,无法精确计算出转子位置角和速度。
2)模型参考自适应估计法。
这种方法主要是将含有待估计参数的方程作为可调模型,将不含未知参数的方程作为参考模型,两个模型具有相同物理意义的输出量。两个模型同时工作,并利用其输出量的差值,根据自适应算法来调节可调模型的参数,以达到控制对象的输出跟踪参考模型的目的。当差值等于零,表示估计的转子的位置就是转子真实位置,但是电机的参数影响着这种方法的估算精度。
3)观测器基础上的估算方法。
观测器的实质是进行状态重构,即重新构造一个系统,利用原系统中可以测量的变量作为构造系统的输入信号,重构系统的输出信号在一定条件下与原系统的状态等价。将这个用以实现状态重构的系统为观测器。
所述的这种观测器目前主要包括:全阶状态观测器、扩展卡尔曼滤波器、滑模观测器等。其中:
全阶状态观测器,其需要在电动机高速时和低速时采用不同的增益矩阵,而且由于状态观测器受电动机参数变化影响很大,还需要另外一个状态观测器来估计电动机的参数,这样使无传感器传动系统的估计算法更加复杂。同时系统还存在对负载变化比较敏感的不足。
扩展卡尔曼滤波器,其是从随机噪声信号中得到转速的最优观测,不需要电机精确的数学模型,克服了电动机参数的时变对系统的不良影响,可精确估计出转子速度和位置,但是这种方法的计算很大。
滑膜观测器,是利用滑膜变结构控制系统对参数扰动鲁棒性强的特点,把一般状态观测器中的控制回路改成滑膜变结构的形式。滑膜变结构控制的本质是滑膜运动,通过结构变化开关,以很高的频率来回切换,使状态的运动点以很小的幅度在相平面上运动,最终运动到稳定点。由于滑膜变结构控制在本质上是不连续的开关控制,会引起比较大的转矩脉动。
4)人工智能理论基础上的估算方法。
该方法主要是将专家系统、模糊控制、人工神经元网络算法应用到电机调速控制系统。人工神经元网络是对神经元网络进行辨识,先规定网络结构,通过学习系统的输入和输出,使性能指标满足要求,从而归纳出隐含在系统输入输出之间的关系。由于其理论方面还不够成熟,硬件方面也有很大的难度,不易走向实用化。
5)高频注入法。
该方法采用在电动机出线端注入高频电压或者电流信号,根据电机内部固有凸性,检测高频电流或电压响应来获取转子位置和速度信息。高频注入法从注入信号的性质来分,又可分为旋转高频信号和脉振高频信号注入法;从信号前馈的位置来分,又可分为高频电压信号注入法和高频电流信号注入法。
高频脉振注入法,是将高频脉动信号注入到同步坐标系的直轴,由此产生的内置式永磁同步电机的高频响应电流,通过分析内置式永磁同步电机的高频阻抗响应,提取凸极位置信息,最终得到转子的位置。当用于表面式永磁同步电机需要注入的信号需要有比较高的频率,且幅度不能过大。高频脉振注入法可以运行在低速和零速阶段,且同时适用于内嵌式和表贴式的永磁同步电机。但是需要严格保证由水平轴注入,实际中往往存在一定的误差,因此其准确性较差,并且会存在转矩脉动的问题。
高频旋转注入法,是通过将电流信号或者电压信号注入到永磁同步电机的定子中,通过对电机凸极的调制可以获得高频响应电流,经过对该响应电流进行滤波与解调,从而将其中所包含的电机转子位置信息进行提取。该方法通过对其注入的信号不同分为高频旋转电流注入与高频旋转电压注入两种方法。高频旋转电流注入法是将高频旋转电流注入到电机的静止两相旋转坐标系中。该方法的优点是由于高频阻抗,对信号提取方便。所以为了减少对电机造成的损耗需要注入的高频电流的幅值进行限制。缺点是电流调节器需要很大的带宽,需要极高的性能来对其输入的电流信号的高频率和低幅值进行保证,如果电流频率过低会与电机中的基波信号产生干扰。所以对电流调节器的设计难度很大。而高频旋转电压注入法是将高频旋转电压直接从逆变器注入,无需大量运算,与高频电流注入法相比更为简单实用,且高频旋转电压注入法的响应为定子电流,提取方便。但是该高频旋转注入法在估计转子位置信号处理过程中,信噪比较低,并且存在相位滞后现象,导致估算转子位置精度不高。
发明内容
本发明的目的在于针对上述高频旋转电压注入法的不足,提出一种基于旋转高频注入算法的永磁同步电机转子位置估计方法,以减小相位滞后,提高估算转子位置精度。
本发明的技术方案是:首先在静止坐标系注入两个不同的旋转高频电压信号,根据内置式永磁同步电机的不对称性,然后获取高频电流响应,分别用纯延时滤波获取角频率为ωh高频电流信号响应,利用高通滤波器角频率为ωh1的高频电流信号响应,根据两个高频信号的响应得到两个转子位置估计值
(1)定义的坐标系:包括两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、和真实两相同步旋转坐标系这三个坐标系,其中:α-β为两相静止坐标系,d-q为实际转子同步旋转坐标系,
(2)在两相静止的坐标系中注入不同信号uαhi和uβhi,即在α轴注入两个高频余弦信号uαhi,在β轴注入两个高频正弦信号uβhi
uαhi=umhcos(ωht)+umh1cos(ωh1t),
uβhi=umhsin(ωht)+umh1sin(ωh1t),
其中,ωh是第一个高频信号的角频率,ωh1为第二个高频信号角频率,umh是信号角频率为ωh的幅值,umh1是信号角频率为ωh1的幅值,高频电压的角频率远远大于基频信号的角频率,且满足ωh1=2ωh;
(3)检测出永磁同步电机输出的三相电流ia>b和ic;
(4)将三相电流进行Clarke变换,得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ,该两相电流不仅含有基频电流信号,且含有两个注入高频电压产生的高频电流信号;
(5)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ,进行延时为
(6)将得到的角频率为ωh的高频电流信号iαh和iβh通过同步轴高通滤波器进行滤波,获得角频率为ωh的负序高频电流分量iαhn和iβhn,其中iαhn表示为iαh经过同步轴高通滤波之后的输出信号,iβhn表示为iβh经过同步轴高通滤波之后的输出信号;
(7)定义转子估计位置误差为
(8)将估计得到位置偏差信号εh(Δθ)作为PI调节器的输入,PI调节器的输出为估计转子角速度
(9)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ,,进行高通滤波,获得角频率为ωh1的高频电流信号iαh1和iβh1,其中iαh1表示为α相高频电流iα经高通滤波之后的输出信号,iβh1表示为β相高频电流iβ经高通滤波之后的输出信号;
(10)对角频率为ωh1的高频电流信号iαh1和iβh1进行同步轴高通滤波器,获得角频率为ωh1的负序高频电流分量iαhn1和iβhn1;
(11)将负相序高频电流分量iαhn1和iβhn1进行锁相环处理,估计位置偏差信号εh1(Δθ):
(12)将估计得到位置偏差信号εh1(Δθ)作为PI调节器的输入,PI调节器的输出为估计转子角速度
(13)将注入角频率为ωh的高频信号得到的转子角速度估计值
(14)将注入角频率为ωh高频信号得到的转子位置估计值
(15)对两相定子电流iα和iβ进行Park变换,通过低通滤波器,输出为两相估计同步旋转坐标系
(16)将最终转子角速度估计值
本发明具有如下优点:
1.本发明通过在两相静止坐标系α-β同时注入角频率为ωh和ωh1的高频信号,且满足ωh1=2ωh,并通过注入不同的角频率得到不同转子位置估计值,再将两者相加求平均得到最终转子位置估计值
2.本发明通过纯延时滤波器,在提取角频率为ωh的高频电流响应时,对角频率为ωh1的高频电流响应进行全部抑制,使得高频电流响应幅值提高了16倍,且信噪比也得到了明显提高,从而提高转子位置估计值的精度。
附图说明
图1为本发明的原理框图;
图2为本发明中两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、真实两相同步旋转坐标系三者之间的关系图;
图3为本发明中纯延时滤波电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步的描述。
参照附图1,本发明的实现如下:
步骤1,定义坐标系关系图。
参照图2,本步骤定义的坐标系包括两相静止坐标系、估计两相同步旋转坐标系、和真实两相同步旋转坐标系这三个坐标系,其中:α-β为两相静止坐标系,d-q为实际转子同步旋转坐标系,
将转子估计位置误差定义为
步骤2,在两相静止的坐标系中注入不同信号uαhi和uβhi。
在两相静止的坐标系的α轴注入两个高频余弦信号,即uαhi:
uαhi=umhcos(ωht)+umh1cos(ωh1t);
在两相静止的坐标系的β轴注入两个高频正弦信号,即uβhi:
uβhi=umhsin(ωht)+umh1sin(ωh1t),
其中,ωh是第一个高频信号的角频率,ωh1为第二个高频信号角频率,umh是信号角频率为ωh的幅值,umh1是信号角频率为ωh1的幅值,高频电压的角频率远远大于基频信号的角频率,且满足ωh1=2ωh;
步骤3,检测出永磁同步电机输出的三相电流参数。
对永磁同步电机三相进行电流采样,获得永磁同步电机的三相电流值,即A相中的电流为ix,B相中的电流为iy,C相中的电流为iz。
步骤4,对三相电流进行Clarke变换,得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ,该两相电流不仅含有基频电流信号,且含有两个注入高频电压产生的高频电流信号。
4a)通过如下公式对永磁同步电机三相电流ix,iy和iz进行Clarke变换,得到两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ:
其中,α相定子电流为iα,β相定子电流为iβ,分别表示为:
其中t是时间变量,iαb为基频余弦电流响应,iαi是角频率为ωh余弦电流响应,iαi1是角频率为ωh1余弦电流响应,iβb为基频正弦电流响应,iβi是角频率为ωh正弦电流响应,iβi1是角频率为ωh1正弦电流响应,IA表示为基频电流幅值,ωr为转子的速度,
步骤5,对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ,进行延时纯滤波,获得角频率为ωh的两个高频电流信号iαh和iβh。
参照附图3,本步骤具体实施,参考如下:
5a)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ进行一次纯延时,α轴电流iα延时
5b)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ进行滤波,得到α轴电流iα经过一次纯延时滤波后的电流iαoi,β轴电流iβ经过一次纯延时滤波的电流iβoi,其表示如下:
由于高频电压的角频率ωi远远大于基频信号的角频率ωr,即得到:
故可将上式简化为:
5c)对5b)的结果iαoi,iβoi再进行延时为
5d)对5b)的结果iαoi和iβoi进行纯延时滤波,得到α轴的二次纯延时滤波后的电流iαh,β轴的二次纯延时滤波后的电流iβh,其分别表示如下:
步骤6,对5d)的结果进行同步轴高通滤波器滤波。
6a)对角频率为ωh的α轴的二次纯延时滤波后的电流iαh进行同步轴高通滤波,得到角频率为ωh的α相高频电流负序分量iαhn:
6b)对角频率为ωh的β轴的二次纯延时滤波后的电流iβh进行同步轴高通滤波,得到角频率为ωh的β相高频电流负序分量iβhn:
步骤7,根据6a)和6b)的结果,得到估计位置偏差信号εh(Δθ)。
7a)设永磁同步电机转子位置估计值
7b)设角频率为ωh的余弦信号为io,设角频率为ωh的正弦信号为iq,并将转子位置估计值
7c)将6a)中得到的结果iαhn与io相乘,得到α轴解调后的信号ix:
7d)将6b)中得到结果iβh与iq相乘,得到β轴解调后的信号iy:
7e)将7c)和7d)得到的结果ix,iy两者相加,得到估计位置偏差信号εh(Δθ)。
步骤8,根据估计位置偏差信号εh(Δθ),得到转子角速度估计值
根据估计位置偏差信号εh(Δθ)计算转子角速度估计值
8a)将位置偏差信号εh(Δθ)作为PI调节器中的放大部分的输入,其输出为εh(Δθ)的放大值
8b)将位置偏差信号εh(Δθ)作为PI调节器中的积分部分的输入,其输出为εh(Δθ)的积分值
8c)将εh(Δθ)的放大值
步骤9,根据转子角速度估计值
通过对转子角速度估计值
步骤10,对步骤4得到的电流iα和iβ,进行高通滤波。
10a)对α轴电流iα进行高通滤波,得到角频率为ωh1的高频电流信号iαh1:
10b)对β轴电流iβ进行高通滤波,得到角频率为ωh1的高频电流信号iβh1:
步骤11,对10a)和10b)得到的结果iαh1和iβh1进行同步轴高通滤波。
11a)对α轴角频率为ωh1的高频电流信号iαh1进行同步轴高通滤波,得到角频率为ωh1的负序高频电流分量iαhn1:
11b)对β轴角频率为ωh1的高频电流信号iβh1进行同步轴高通滤波,得到角频率为ωh1的负序高频电流分量iβhn1:
步骤12,根据11a)和11b)的结果,得到估计位置偏差信号εh1(Δθ)。
12a)设永磁同步电机转子位置估计值
12b)设角频率为ωh1的余弦信号为im,设角频率为ωh1的正弦信号为ig,并将转子位置估计值
12c)将11a)中得到的结果iαhn1与im相乘,得到α轴解调后的信号ir:
12d)将11b)中得到结果iβh1与ig相乘,得到β轴解调后的信号is:
12e)将12c)和12d)得到的结果ir,is两者相加,得到估计位置偏差信号εh1(Δθ)。
步骤13,根据估计位置偏差信号εh1(Δθ),得到转子角速度估计值
根据估计位置偏差信号εh1(Δθ)计算转子角速度估计值
13a)将位置偏差信号εh1(Δθ)作为PI调节器中的放大部分的输入,其输出为εh1(Δθ)的放大值
13b)将位置偏差信号εh1(Δθ)作为PI调节器中的积分部分的输入,其输出为εh1(Δθ)的积分值
13c)将εh1(Δθ)的放大值
步骤14,根据转子角速度估计值
通过对转子角速度估计值
步骤15,根据步骤8和步骤13的结果,求得最终角速度估计值
将步骤8因注入角频率为ωh信号而得到的角速度估计值
步骤16,将步骤9和步骤14的结果,求得最终转子位置估计值
将步骤9因注入角频率为ωh信号得到的角速度估计值
步骤17,根据步骤16的结果,对两相定子电流iα和iβ进行Park变换,获得两相估计同步旋转坐标系
17a)对两相静止坐标系α-β下的两相定子电流iα和iβ进行Park变换,获得两相估计同步旋转坐标系
17b)对同步旋转坐标系
步骤18,根据步骤15和步骤17的结果,获得
18a)将最终转子角速度估计值
18b)对
18c)对
步骤19,根据转子位置估计值
对两相估计同步旋转坐标系
以上描述仅是本发明的一个具体实例,并未构成对本发明的任何限制,显然对于本领域的专业人员来说,在了解了本发明内容和原理后,都可能在不背离本发明原理、结构的情况下,进行形式和细节上的各种修改和改变,但是这些基于本发明思想的修正和改变仍在本发明的权利要求保护范围之内。
机译: 转子位置估计方法三相线性永磁同步电动机,涉及确定随电机转子位置变化的信号分量,并根据该分量确定转子位置
机译: 基于电流信号和电压信号的永磁同步电机转子轴角度传感器松动位置检测的方法和装置
机译: 确定永磁同步电机转子旋转位置的方法