利用MOSFETS中的RDSON进行用于电流传感的温度和VGS补偿

技术领域

本发明的各个方面主要涉及金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)器件中的电流传感，更确切地说是涉及MOSFET中的温度和栅极驱动电压(V

背景技术

在用于电压调节(VR)和电流调节(CR)的电力系统中，电流信息是用于输出调节和保护的重要信息之一。许多功率转换器系统通过计算由电流检测电阻器(例如，已知电阻的分立电阻器，电感器的直流电阻(DCR)或MOSFET的Rdson)生成的压降电压来获取电流信息。

分立电阻是精确的，但需要额外的成本和空间，并会产生不必要的功率损耗。电感器的DCR不需要额外的成本和空间，因为它在电感器线圈中使用了寄生直流电阻，但是由于电流分布，温度，电感器的老化等原因，其精度较差且变化较大。

MOSFET的Rdson传感是最节能、最经济的电流传感方法，因为它没有额外的功率损耗，也不需要昂贵的精密器件或电路。但是，Rdson电流传感取决于几个可变因素，例如温度、V

过去在Rdson传感中进行温度补偿的方法使用基于查找表(LUT)的数字处理，该查找表在分配的存储器中具有实验性Rdson温度系数(TCF)数据。这种LUT方法需要复杂的数字控制器电路来执行补偿，并需要一个存储器来存储LUT。另外，该方法需要准确的LUT信息，该信息可通过经验评估获得，仅适用于指定的MOSFET，并且必须事先在LUT中列出。如果系统使用LUT中未列出的MOSFET，则控制器无法应用适当的补偿。此外，为了适应不同的MOSFET类型，必须在LUT中指定每种MOSFET的TCF 数据。因此，多种不同MOSFET类型的兼容性取决于可用的存储器。此外，LUT方法仅补偿随温度的Rdson变化，而不补偿由于V

正是在这一前提下，提出了本发明的各种实施例。

发明内容

本发明涉及一种功率MOSFET导通电阻(Rdson)补偿器件，包括：模拟电路，配置为接收与功率MOSFET两端的电压降成比例的输入信号，一个或多个基准参考、与电压有关的基准以及与温度有关的基准，其中补偿电路的模拟电路被配置为产生与输入信号相对应的输出电流，同时对功率MOSFET漏极-源极导通电阻的栅极-源极电压(VGS)变化和温度变化进行补偿。

其中输入信号是与整个功率MOSFET上的电压降成正比的电流。

其中输入信号由第一个跨导放大器产生，第一个跨导放大器的第一输入端耦合到功率 MOSFET的源极上，第二输入端耦合到功率MOSFET的漏极上。

其中具有VGS电压系数和温度系数补偿项的输入信号是与功率MOSFET的压降成比例的电流，除以VGS电压系数项和温度系数补偿项。

其中温度相关参考对应于功率MOSFET Rdson的第一基本参考电压加上温度系数乘以温度变化，而VGS电压相关参考对应于功率MOSFET的第二基本参考电压，加上功率MOSFET Rdson的VGS电压系数乘以功率MOSFET栅极-源极电压的变化。

其中模拟电路包括第一个、第二个、第三个和第四个MOSFET，其中每个第一个、第二个、第三个和第四个MOSFET都在深三极管区域中运行。

其中模拟电路包括第一个、第二个和第三个放大器，其中第一个放大器的输出端导电耦合到第一个MOSFET的栅极和第三个MOSFET的栅极上，其中第二个放大器的输出端导电耦合到第二个MOSFET的栅极和第四个MOSFET的栅极上，并且其中第三个放大器的第一输入端导电耦合到第三个MOSFET的漏极上，第三个放大器第二输入端导电耦合到第四个MOSFET的漏极上。

其中第一个MOSFET的漏极耦合到温度相关的参考电流上，第二个MOSFET的漏极耦合到与一个或多个参考电压中的一个参考电压成正比的参考电流上，温度相关的参考电流与温度相关的参考电压成正比。

其中参考电流来自于第二个跨导放大器的一个输出节点，温度相关的参考电流来自于第三个跨导放大器的一个输出节点，其中第三个跨导放大器的输入节点导电耦合到温度相关的参考电压。

其中第一个放大器的第一输入节点导电耦合到一个或多个参考电压中的一个参考电压上，第一个放大器的第二输入节点导电耦合到第一个MOSFET的漏极上，其中第二个放大器的第一输入节点导电耦合到电压相关的参考电压上，第二个放大器的第二输入节点导电耦合到第二个MOSFET的漏极上。

其中第四个MOSFET的漏极导电耦合到在饱和区中工作的第五个MOSFET的源极上，输出电流从第五个MOSFET的漏极流出。

附图说明

阅读以下详细说明并参照以下附图之后，本发明的其他特征和优势将显而易见：

图1描述依据本发明的各个方面，一种补偿电路的示意图。

图2A描述依据本发明的各个方面，一种使用p-通道MOSFET(PMOSFET)的补偿电路的简化电路图。

图2B描述依据本发明的各个方面，一种使用n-通道MOSFET(NMOSFET)的补偿电路的补充简化电路图。

图3A描述依据本发明的各个方面，使用PMOSFET的补偿器件的详细电路图。

图3B描述依据本发明的各个方面，使用NMOSFET的补偿器件的补充详细电路图。

图4A描述依据本发明的各个方面，与VGS有关的补偿器件中参考电压运行的线路图。

图4B描述依据本发明的各个方面，与VGS有关的补偿器件中输入电压和输出电压运行的线路图。

图5A描述依据本发明的各个方面，与温度有关的补偿器件中参考电压运行的线路图。

图5B描述依据本发明的各个方面，与温度有关的补偿器件中输入电压和输出电压运行的线路图。

具体实施方式

虽然为了解释说明，以下详细说明中含有许多典型细节，但是本领域的技术人员应理解依据以下细节做出的修改和变化都属于本发明的范围内。因此，以下说明的典型实施例，并不会对所要求保护的发明造成任何一般性损失，并且不对所要求保护的发明施加任何限制。

依据本发明的各个方面，当将MOSFET的Rdson用于电流传感时，用模拟电路实现的设备可以补偿由于温度变化引起的Rdson的变化以及VGS变化而导致的传感的电流信息的偏差。基本思想是利用在深三极管区域工作的MOSFET的线性电阻特性。正如相关领域的技术人员通常所理解的，MOSFET被认为是基于存在于源极和漏极之间的反转层的条件下，在三个区域中工作。这些区域通常称为截止区、三极管区和饱和区。在截止区域中，如果栅极-源极电压Vgs低于在源极和漏极之间建立导电路径的某个阈值Vth，则该器件被关闭并且几乎没有电流流过源极和漏极之间。严格来说，由于在源极流向漏极的一些热能更高的电子，因此可能会有少量的泄漏电流。在饱和区域中，如果栅极-源极电压Vgs大于 Vth，并且漏极-源极电压Vds大于或等于Vgs-Vth，则漏极-源极电流Ids不会随着漏极- 源极电压Vds的增加而增加。在该区域中，漏极-源极电流Ids随着栅极-源极电压Vgs 的增加而增加。

三极管区域是存在反转区域且电流流动的工作区域，但该反转区域在源极附近已开始逐渐变为锥形。这里的潜在要求是Vds

补偿器件基于预定的线性(一阶)温度系数(TC1)的信息，来补偿Rdson的温度变化。此外，该器件还可以补偿功率MOSFET的栅极节点和源极节点之间的电压(VGS)变化引起的Rdson变化。这要基于已知的预定线性(一阶)VGS系数(VC1)信息。与以前的补偿尝试相比，本发明描述的补偿器件提供了一种更紧凑的设备和更简便的方法，以前的补偿方法需要精确的模数转换器(ADC)、复杂的数字算法以及用于查找表的存储器。

使用Rdson(MOSFET导通电阻)的电流传感方法，可以传感MOSFET漏极与源极之间的压降，该压降由MOSFET对电流的电阻Rdson产生。但是，由于Rdson随温度和VGS 的变化而变化，因此传感到的压降电压(Vsen)随Rdson的变化而变化，如下所示。

Rdson(T,VGS)＝Rdson0·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 1式

Vsen＝Isen·Rdson0·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 2式

其中，Rdson0是在没有VGS变化(ΔVGS)和温度变化(ΔT)的情况下功率MOSFET 两端的电阻，功率MOSFET的Rdson与温度成正比系数(TC1，线性温度系数)，而与VGS 成反比例系数(VC1，线性VGS系数)。压降(Vsen)是Rdson乘以电流(Isen)，相对于温度和VGS的独立电流以及参考温度和VGS的乘积。

根据本披露的各方面，所传感的电压(Vsen)将被跨导放大器(Gmin)转换为电流(Iin)，以便产生对Rdson的变化的补偿，这会产生以下所示的关系：

Iin＝Gmin·Isen·Rdson0·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 3式

本发明中的主要观点是可以使用深三极管区域中的MOSFETS操作的线性响应来实现对Rdson中的变化的补偿。对于补偿，应将3式除以(1+TC1*ΔT-VC1*ΔVGS)，以产生具有电压相关项(1-VC1*ΔVGS)和温度相关项(1+TC1*ΔT)的补偿输出电流(Iout)。本发明的各个方面涉及如何使用深三极管操作的MOSFET Rdson的线性特性来创建分压器。

图1中所示的示意图描述根据本发明的各个方面，具有输入和输出的功率MOSFET补偿器件101的示例。如图所示，器件101包括模拟电路，该模拟电路接收输入电流(Iin)103、一个或多个参考电压(该一个或多个参考电压可以包括温度补偿参考电压102A和电压补偿参考电压102B)、电压依赖性修正后的参考电压104以及温度相关性修正参考电压105。功率MOSFET补偿器件101输出的输出电流106，与功率MOSFET两端的电压降除以电压系数项和温度系数补偿项成正比。

图2A与图2B描述简化的Rdson温度和VGS补偿电路的两个示例，VGS补偿器件可以包括在功率MOSFET补偿装置101的模拟电路中。图2A描述了一个p-通道MOSFET(PMOSFET)的配置，图2B描述了一个N-通道MOSFET(NMOSFET)的配置。图2A所示的简化补偿电路包括：图2A在该示例中包括本例中的四个p-通道增强模式MOSFET M1，M2，M3和M4，这四个PMOSFET的所有各自的本体区都分别连接到VDD。在如图2B所示的NMOSFET结构中，与之相反，NMOSFET M1，M2，M3和M4的所有各自的本体区域都接地。无论它们是PMOSFET 还是NMOSFET，四个MOSFET M1，M2，M3和M4都配置为在深三极管区域中工作。每个MOSFET 的源极节点(例如，通过导线，金属迹线等)导电地耦合到参考电压轨VDD。MOSFET M1， M3中的两个MOSFET的栅极节点导电耦合到一个放大器amp1，而其他两个MOSFET M2，M4 的栅极节点导电耦合到第二放大器amp2。放大器amp1和amp2的输入分别耦合到参考电压源V1和V2，它们提供相应的参考电压V1和V2。Amp1的第二输入节点导电耦合至MOSFET M1的漏极节点，该MOSFETM1提供电压V1’。Amp2的第二输入节点导电耦合至MOSFET M2 的漏极节点，该MOSFET M2提供电压V2’。放大器amp1和amp2被配置在反馈环路中，该反馈环路分别用于分别最小化输入电压V1和V1’之间的差，以及输入电压V2和V2’之间的差。

电流发生器I1和I2也分别导电连接至MOSFET M1和M2的漏极节点。第三放大器amp3 具有导电地耦合到MOSFET M3的漏极节点和MOSFET M4的漏极节点的输入。放大器amp3 的输出导电耦合至MOSFET M9，该MOSFET M9在饱和区工作。输入电流发生器Iin导电地耦合到MOSFET M3的漏极节点，并且还耦合到放大器amp3的输入。输出电流是从MOSFETM9的漏极节点接收的，该晶体管的源极端子导电耦合到M4的漏极节点，另一个输入端耦合到放大器amp3。根据本发明的各个方面，Iin是温度和VGS相关的输入电流，而Iout 是温度和VGS补偿的输出电流。选择V1和V2，以便M1，M2，M3和M4在深三极管区域工作。应当指出的是选择M1，M2，M3和M4具有良好的匹配特性。特别地，MOSFET M1和M3 之间以及M2和M4之间的匹配特别重要。为了更好地匹配MOSFET，M1，M2，M3，M4必须对称放置并布局，以最大程度地减少工艺变化的影响。

此外，选择amp1，amp2和amp3具有非常小的输入失调电压，例如，对于工作在VDS＝100mV的MOSFET，其失调电压大约小于2mV。这在从传感到的MOSFET电流Isen确定的电流信息中误差小于2％的配置中是理想的。因此，利用如上所述配置的电路，可以实现以下等效方程：

在以上公式中，Ron1是MOSFET M1上从漏极到源极的电阻，Ron2是MOSFET M2上从漏极到源极的电阻，Ron3是MOSFET M3上从漏极到源极的电阻，Ron4是跨过MOSFET M4 的漏极到源极的电阻。

由于采用MOSFET M9放大器的闭环配置，amp3用作跨导放大器，其输入电压V3和V4等效。理想情况下，V3和V4相同，但实际上输入偏置电压可能很小。假设失调电压足够小，可以忽略不计，则可以得出以下等价关系：

通过该等效方程，可以利用图2所示的电路来创建补偿电路。为了建立补偿，将V1和V2设置为取决于具有线性VGS系数(VC1)的VGS，而I1和I2取决于具有线性温度系数(TC1)的温度。仅作为示例，但不作为局限，可以将电压和电流施加到补偿电路200， V1和V2被设置为使得V1＝V0_VGS并且V2＝V0_VGS*(1-VC1*ΔVGS)，并且I1 和I2被设置为I1＝I0_temp*(1+TC1*ΔT)和I2＝I0_temp。此处，V0_VGS表示与VDD相同的参考电压，尽管原则上根据所涉及的应用和功率MOSFET，但是它其实可以是任何其他电压电平，例如可以是5伏直流。电流I0_temp代表某个参考温度T0(例如 25℃)或取决于应用的任何其他合适温度的参考电流。设置这些值后，可以从8式得出以下关系：

在以上方程式中，ΔVGS＝VGS-V0_VGS，并且ΔT＝T-T0。如上所述，Iin取决于功率MOSFET的温度和VGS。因此，输入电流Iin可以被认为是参考电压V0_VGS和参考温度T0处的输入电流，该参考电流由VGS相关项和温度相关项修改。在参考电压和参考温度为例如但不限于5伏特和25℃的情况下，输入电流Iin可以表达为：

Iin＝Iin0_25C,5V·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 13式

因此，从Iout流出的补偿电流为：

＝I

如同15式所示，当处于参考温度和VGS时，Iout仅仅等于Iin。

可以通过多种不同方式生成上述参考电压和电流。图3A-3B描述了使用跨导放大器来产生参考电压和电流，以及温度和电压补偿参考电压和电流的一种方式。具体地，参照图 3A和图3B分别描述了与功率MOSFET M0一起使用的电压补偿电路的PMOSFET和NMOSFET实现的详细示例，其中，电流发生器是使用跨导放大器实现的。在图3A所示的PMOSFET 实现中，PMOSFET的本体区连接到VDD，在如图3B所示的NMOSFET中，NMOSFET的所有本体区都连接到GND。在这两种实现中，跨导放大器Gmin都会生成Iin。如图所示，Gmin 的同相输入导电耦合到功率MOSFET M0的源极节点，而Gmin的反相输入导电耦合到功率 MOSFET M0的漏极。这样可以创建一个感应电路，该电路在功率MOSFET M0两端产生电压 Vsense。跨导放大器Gmin产生或吸收电流，与同相输入和反相输入之间的差成正比。如图所示布置时，该电路通过改变输入电流Iin，来补偿功率MOSFET M0的导通电阻Rdson 的变化。

Iin＝Gmin·Isen·Rdson(T,VGS) 16式

如上所述，MOSFET M0的Rdson取决于VGS和温度的函数。因此，Rdson可以描述为参考电压和温度下的参考值Ron0，该参考电压由温度和VGS的依赖项来修正。为简单起见，应假设温度相关项独立于电压相关项，反之亦然。

Rdson(T,VGS)＝Ron0·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 17式

Iin＝Gmin·Isen·Ron0·(1+TC1·ΔT-VC1·ΔVGS) 18式

另外，在图3A和图3B中，跨导放大器Gm5和Gm6被选择为使得放大器的跨导(Gm) 是等效的(Gm5＝Gm6)。与之类似地，选择MOSFET M5和M6，使得MOSFET M5的导通电阻(Ron5)和MOSFET M6的导通电阻(Ron6)相等(Ron5＝Ron6)。因此，在图2A 和2B所示的模型中，电压V1和V2通过图3所示的详细系统中的下列等效关系相关联：

V1＝Gm5·VR2·Ron5 19式

V2＝Gm6·VR2·(1-VC1·ΔVGS)·Ron6 20式

V2＝V1·(1-VC1·ΔVGS) 21式

其中VR2是参考电压EQ，19、20和21式描述了包括补偿器件300的VGS补偿部分的等效关系。补偿器件300的温度补偿部分，使用图2A和图2B所示的简化电路200中的 I1和I2，并且利用专门选取的跨导放大器和MOSFET，在图3A和图3B所示的详细系统中生成。选择跨导放大器Gm7和Gm8，使得它们的跨导(Gm)相等(Gm7＝Gm8)。选择MOSFET M1和M2，以便使得MOSFET M1的导通电阻(Ron1)和MOSFET M3的导通电阻(Ron3)相等(Ron1＝Ron3)。与之类似地，选择MOSFET M2和M4，使得MOSFET M2的导通电阻(Ron2) 和MOSFET M4的导通电阻(Ron4)相等(Ron2＝Ron4)。与温度有关的参考电压(VR1* (1+TC1*ΔT)，例如可以由本领域中已知的任何参考电压电路产生，并且不限于与环境温度(PTAT)成比例的参考电压电路，其可以包括温度传感器，感应功率MOSFET M0 的温度。如果已知功率MOSFET的VGS系数VC1，则模拟电子电路领域的技术人员将能够设计合适的可变参考电压电路，以生成与电压相关的参考电压VR2*(1-VC1*ΔVGS)。

PTAT电路有很多种。作为示例而非限制，一种简单的PTAT电压电路可以包括带隙基准电压(VBG)电路和VBE乘法器电路。如果功率MOSFET的温度系数已知为TC1，则模拟设计人员可以生成与VR1相同的TC1。VBG参考电路的特征是TC1恒定，VBE乘法器的特征是TC1为负，例如约为-2mV/℃。如电子电路领域的技术人员所知，带隙电压基准(VBG) 电路是与温度无关的电压基准电路，其产生固定(恒定)电压，而与电源变化、温度变化和来自设备的电路负载无关。基于硅晶体管的VBG电路通常具有大约1.25V的输出电压，接近0K时硅的理论上的1.22eV(0.195aJ)带隙。电子电路领域的技术人员将同样熟悉VBE乘法器电路，也称为橡胶二极管或VBE乘法器，使用双极结型晶体管电路作为参考电压。

可以得到以下等效方程：

V1′＝Gm7·VR1·(1+TC1·ΔT)·Ron1 22式

V2′＝Gm8·VR1·Ron2 23式

V1′＝V2′·(1+TC1·ΔT) 24式

选择amp1和amp2并以闭环配置对其进行配置和操作，以便使电压V1等于V1'(V1＝V1')，而V2等于V2'(V2＝V2')。MOSFET M1和M3在深三极管区域中工作，因此M1 的Rdson(Ron1)和M3的Rdson(Ron3)是等效的(Ron1＝Ron3)。与之类似地，MOSFET M2和M4在深三极管区域工作，因此M2的Rdson(Ron2)和M4的Rdson(Ron4)是等效的(Ron2＝Ron4)。另外，特别选择MOSFET M1、M2、M3和M4，以便在深三极管区域工作期间保持这些关系。Ron1和Ron3以及Ron2和Ron4之间的关系可以如下得出：

电压V3取决于Ron3和Iin，电压V4取决于Ron4和Iout。用25方程式右侧的等效表达式替换Ron3，类似地用26方程式右侧的等效表达式替换Ron4，可以得到：

此外，V3和V4通过amp3连接，该amp3与MOSFET M9闭环配置，使得V3和V4在工作期间相等(V3＝V4)。另外，如上所述，Gm5＝Gm6和Gm7＝Gm8。根据方程式27和28，得到Iin和Iout之间的关系是：

方程式31描述了补偿电流Iout是输入灌电流Iin除以电压相关项(1-VC1*ΔVGS)和温度相关项(1+TC1*ΔT)的乘积。通过使用跨导放大器Gmin，补偿电流Iout可以与功率MOSFET M0的Rdson的补偿有关，并产生所示的关系。将对于跨导放大器Gmin产生的输入灌电流Iin的18式代入31式：

如33式所示，在参考温度和VGS下，该电路将提供与MOSFET M0两端的压降VdsM0＝Isen*Ron0成比例的输出电流Iout。在非参考温度和VGS下，Rdson将发生变化，32 式描述了根据本发明的各个方面，该变化将在Iout中得到补偿。

根据32式和33式，器件运行对温度或Rdson中VGS的变化补偿，可以利用下列方程式进行理解：

Iout

方程式34描述了当功率MOSFET的温度变化为0时，温度相关项被取反，仅电压相关项用于补偿。图4A描述了当温度保持恒定在25℃时，在操作期间电压系数修正的参考电压401和参考电压402之间的关系。如图所示，电压系数修正的参考电压401与电压成反比例地变化，而参考电压402保持恒定。在参考电压下，VDD、V1和V2相交。图4B描述了当参考温度例如25℃下没有温度变化时，Iin与Vout之间的关系。其中Vout通过以下方式得出：

如图4所示，随着VGS的增加，MOSFET M0 403两端的电压减小，尽管Rdson发生变化，但是补偿器件Vout 404的输出电压仍然保持稳定和恒定。另外，如图所示，Vout 404 和输入电压403在参考电压VDD处相交，从而符合36式。

与之类似，方程式35描述了当VGS的变化为0时，所有电压系数项都被求反，仅留下温度补偿。图5A描述了在操作期间当电压VDD保持恒定，例如在5伏时，温度相关电压501和参考电压502之间的关系。如图所示，参考电压501随温度线性变化，而参考电压502保持恒定。在基准温度例如25℃下，温度相关电压501和基准电压502相交，因此符合36式。图5B描述了当VDD恒定时利用Vout 504补偿温度变化的操作。如图所示，当温度升高时，输入电压Vin 503随温度线性变化，而504保持稳定和恒定。在参考温度下，Vin 503和Vout 504相交，意味着Rdson＝Ron0，因此运算符合36式。

最后，36式描述了当温度的变化和VGS的变化两者均为0时，输出电流仅与参考温度和VGS处的MOSFET M0两端的电压降(Isen*Rdson0)成正比。图4A、4B、5A和5B 中所示的曲线图描述出当温度和VGS都保持在参考点时，Vout＝Isen*Ron0。

如上所述，Rdson的温度和VGS补偿可以通过模拟电路实现，可以对模拟电路进行调整，以解决不同MOSFET的温度系数TC1和VGS系数VC1的变化。这样就无需查找表和微控制器。

尽管本发明关于某些较佳的版本已经做了详细的叙述，但是仍可能存在其他版本。因此，本发明的范围不应由上述说明决定，与之相反，本发明的范围应参照所附的权利要求书及其全部等效内容。任何可选件(无论首选与否)，都可与其他任何可选件(无论首选与否)组合。在以下权利要求中，除非特别声明，否则