一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器

技术领域

本发明属于微电子技术领域，具体涉及一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器。

背景技术

近年来，随着物联网系统的应用规模不断扩大，便携式/植入式电子设备的大量应用为人类生活提供了极大的便利。为了延长便携式/植入式电子设备的使用寿命，降低维护成本，从环境中获取能量为其供电成为研究热点。然而，环境能量源的低功率密度以及随机性的特点，使得能量收集技术的推广应用受到了极大的限制。为了充分利用能量采集得到的电压为后续电路供电，需要一种输入范围宽、输出纹波低的BUCK-BOOST型DC-DC转换器。

在现有技术中，最简单的方法是仅采用BUCK-BOOST模式，简称之为单模式工作法；在输入电压低于输出电压时采用BOOST模式，反之采用BUCK模式，简称为双模式工作法；在输入电压与输出电压接近时采用BUCK-BOOST模式、在输入电压小于输出电压时采用BOOST模式、输入电压大于输出电压时使用BUCK模式，简称为三模式工作法。

由于实际电子元件性能的限制，宽输入范围的BUCK-BOOST型DC-DC转换器会面临盲区问题。在输入电压接近预设的输出电压时，电路的工作模式会在BUCK与BOOST之间反复摆动，无法稳定，因此输入电压与输出电压的转换比这一过程中将会发生不连续，即电压转换比在现实电路中无法达到1。即输出电压附近的电压区间被称为盲区，盲区的存在导致转换器工作状态不稳定。

发明内容

为了降低输出电压纹波，本发明提供了一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器，将输入电压分为四个区间并对应设计了BOOST、E-BOOST、BUCK和E-BUCK四种不同的工作模式，其中E-BOOST和E-BUCK两种模式能够在输入电压与输出电压接近时避免极端占空比(0或者100％)的出现，实现了全输入范围内的平滑过渡。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

本发明提供了一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器，包括控制芯片，所述控制芯片包括逻辑控制电路、过零检测电路、模式选择电路、主比较器、电流检测电路、斜坡补偿电路、主运算放大器、检测电阻R

所述第一反馈电阻RFB1和所述第二反馈电阻RFB2串联于所述控制芯片的电压输出端V

所述检测电阻RSEN位于所述主比较器的第二输入端与接地端GND之间；所述逻辑控制电路的第一输入端连接所述主比较器的输出端VPWM，所述逻辑控制电路的第二输入端连接所述模式选择电路的第三输入端连接所述模式选择电路的第二模式输出端VEN_E-BOOST，逻辑控制电路的第三模式输出端VEN_BUCK，逻辑控制电路的第五输入端连接模式选择电路的第四模式输出端VEN_E-BUCK，逻辑控制电路的第六输入端连接所述过零检测电路的输出端；

所述逻辑控制电路的第一输出端连接第一开关管MS1的栅极，第二输出端连接第二开关管MS2的栅极，第三输出端连接第三开关管MS3的栅极，第四输出端连接第四开关管MS4的栅极。

在本发明的一个实施例中，所述模式选择电路包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一从比较器COMP1、第二从比较器COMP2、第三从比较器COMP3、第一反相器INV1、第一异或门XOR1和第二异或门XOR2，其中，

所述第一电阻R1连接在所述控制芯片的电压输入端V

所述第一从比较器COMP1的负向输入端、所述第二从比较器COMP2的负向输入端、所述第三从比较器COMP3的负向输入端均连接偏置电压VREF；

所述第一从比较器COMP1的输出端连接所述第一反相器INV1的输入端和所述第一异或门XOR1的第一输入端；所述第二从比较器COMP2的输出端连接所述第一异或门XOR1的第二输入端和所述第二异或门XOR2的第一输入端；所述第三从比较器COMP3的输出端连接所述第二异或门XOR2的第二输入端；

所述第一反相器INV1的输出端作为所述模式选择电路103的第一模式输出端VEN_BOOST，所述第一异或门XOR1的输出端作为所述模式选择电路103的第二模式输出端VEN_E-BOOST，所述第二异或门XOR2的输出端作为所述模式选择电路103的第三模式输出端VEN_E-BUCK，所述第三从比较器COMP3的输出端作为所述模式选择电路103的第四模式输出端VEN_BUCK。

在本发明的一个实施例中，所述电流检测电路包括峰值电流检测电路和谷值电流检测电路，其中，

所述峰值电流检测电路用于在BUCK模式和E-BUCK模式下对电感电流进行电流调制；

所述谷值电流检测电路用于在BOOST模式和E-BOOST模式下对电感电流进行电流调制。

在本发明的一个实施例中，所述峰值电流检测电路包括第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2以及第一从运算放大器OP1，其中，所述第一PMOS管MP1的源极连接第一开关管MS1的源极，所述第一PMOS管MP1的栅极连接所述第一开关管MS1的栅极S1，所述第一PMOS管MP1的漏极连接所述第一从运算放大器OP1的负向输入端和所述第二PMOS管MP2的源极，所述第一从运算放大器OP1的正向输入端连接第一开关管MS1的源极，所述第一从运算放大器OP1的输出端连接第二PMOS管MP2的栅极，所述第二PMOS管MP2的漏极电流作为所述峰值电流检测电路的输出电流ISEN。

在本发明的一个实施例中，所述谷值电流检测电路谷值电流检测电路包括第三PMOS管PM3、第四PMOS管MP4、第二从运算放大器OP2以及衬底选择电路，其中，第三PMOS管PM3的漏极连接第三开关管MS3的漏极，所述第三PMOS管MP3的栅极连接所述第三开关管MS1的栅极S3，所述第三PMOS管MP3的源极连接所述第二从运算放大器OP2的负向输入端和所述第四PMOS管MP4的源极，所述第二从运算放大器OP2的正向输入端连接第三开关管MS3的源极，所述第二从运算放大器OP2的输出端连接第四PMOS管MP4的栅极，所述衬底选择电路连接至所述第三开关管MS1的衬底以确保所述衬底始终保持在高电位，所述第四PMOS管MP4的漏极电流作为所述谷值电流检测电路的输出电流ISEN。

在本发明的一个实施例中，所述斜坡补偿电路包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第三从运算放大器OP3、第四从运算放大器OP4、第五电阻R5、第六电阻R6和第一电容C1，其中，

所述第五PMOS管MP5的源极、所述第六PMOS管MP6的源极、所述第七PMOS管MP7的源极和所述第八PMOS管MP8的源极均与电源端VDD相连；

所述第五PMOS管MP5的栅极连接所述第六PMOS管MP6的栅极、所述第五PMOS管MP5的漏极以及所述第一NMOS管MN1的漏极；

所述第五电阻R5位于所述第三从运算放大器OP3的负向输入端与接地端GND之间，所述第六电阻R6位于所述第四从运算放大器OP4的负向输入端和接地端GND之间，所述第一电容C1位于所述第四从运算放大器OP4的正向输入端与接地端GND之间；

所述第一NMOS管MN1的栅极连接第三从运算放大器OP3的输出端，所述第一NMOS管MN1的源极连接所述第三从运算放大器OP3的负向输入端；

所述第二NMOS管MN2的源极连接接地端GND，所述第二NMOS管MN2的栅极连接外部使能信号VEN，所述第二NMOS管MN2的漏极连接所述第四从运算放大器OP4的正向输入端以及所述第六PMOS管MP6的漏极；所述第三NMOS管MN3的栅极连接所述第四从运算放大器OP4的输出端，所述第三NMOS管MN3的源极连接所述第四从运算放大器OP4的负向输入端，所述第三NMOS管MN3的漏极连接所述第七PMOS管MP7的漏极、所述第七PMOS管MP7的栅极和所述第八PMOS管MP8的栅极；

所述第三从运算放大器OP3的正向输入端连接输入电压V

与现有技术相比，本发明的有益效果在于：

1、本发明的多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器，将输入电压分为四个区间并对应设计了BOOST、E-BOOST、BUCK和E-BUCK四种不同的工作模式，其中E-BOOST和E-BUCK两种模式能够在输入电压与输出电压接近时避免极端占空比的出现，实现了全输入范围内的平滑过渡。采用本发明所提出的多模式工作的情况下，在输入电压接近输出电压时的效率略低于双模式工作法，但是远高于单模式工作法，且能够在这一区间保证电路的稳定工作。

2、本发明采用峰值电流调制与谷值电流调制相结合的控制环路，简化了电路结构并避免了开关噪声对占空比的影响。当电路工作在BUCK、E-BUCK模式时，电路采用峰值电流调制；当电路工作在BOOST、E-BOOST模式时，电路采用谷值电流调制。这种电流检测方案既能简化斜坡补偿电路的结构，又能避免在输入电压接近输出电压时开关噪声对占空比产生严重的影响。

以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。

附图说明

图1是本发明实施例提供的一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器的结构示意图；

图2是本发明实施例提供的一种模式选择电路的结构示意图；

图3是本发明实施例提供的四种模式下电路的开关状态、关键节点电压与电感电流波形图；

图4是本发明实施例提供的峰值电流检测电路和谷值电流检测电路的结构示意图；

图5是本发明实施例提供的斜坡补偿电路结构示意图；

图6是本发明实施例提供的宽输入电压变化范围的输出电压响应波形；

图7是本发明实施例提供的宽输入范围DC-DC转化器在不同输入电压及负载电流下的整体转换效率仿真图；

图8是多模式的BUCK-BOOST转换器与传统单模式、双模式和三模式的BUCK-BOOST转换器的电感电流纹波与平均值与输出电流之比的对比图。

具体实施方式

为了进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及具体实施方式，对依据本发明提出的一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器进行详细说明。

有关本发明的前述及其他技术内容、特点及功效，在以下配合附图的具体实施方式详细说明中即可清楚地呈现。通过具体实施方式的说明，可对本发明为达成预定目的所采取的技术手段及功效进行更加深入且具体地了解，然而所附附图仅是提供参考与说明之用，并非用来对本发明的技术方案加以限制。

应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的物品或者设备中还存在另外的相同要素。

请参见图1，图1为本发明实施例提供的一种多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器的结构示意图。该宽输入范围DC-DC转换器包括控制芯片10，控制芯片10包括逻辑控制电路101、过零检测电路102、模式选择电路103、主比较器104、电流检测电路105、斜坡补偿电路106、主运算放大器107、检测电阻RSEN、第一反馈电阻RFB1、第二反馈电阻RFB2、第一开关管MS1、第二开关管MS2、第三开关管MS3和第四开关管MS4。

第一反馈电阻RFB1和第二反馈电阻RFB2串联于控制芯片10的电压输出端V

为了降低输出电压纹波，本实施例提出了一种多模式平滑过渡方式，将输入电压分为四个区间并对应设计了BOOST、E-BOOST、BUCK和E-BUCK四种不同的工作模式，其中，E-BOOST和E-BUCK两种模式能够在输入电压与输出电压接近时避免极端占空比(0或者100％)的出现，实现了全输入范围内的平滑过渡。

具体地，请参见图2，图2为本发明实施例提供的一种模式选择电路的结构示意图。本实施例的模式选择电路103包括第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3、第四电阻R4、第一从比较器COMP1、第二从比较器COMP2、第三从比较器COMP3、第一反相器INV1、第一异或门XOR1和第二异或门XOR2，其中，第一电阻R1连接在控制芯片10的电压输入端V

第一从比较器COMP1的负向输入端、第二从比较器COMP2的负向输入端、第三从比较器COMP3的负向输入端均连接偏置电压VREF；第一从比较器COMP1的输出端连接第一反相器INV1的输入端和第一异或门XOR1的第一输入端；第二从比较器COMP2的输出端连接第一异或门XOR1的第二输入端和第二异或门XOR2的第一输入端；第三从比较器COMP3的输出端连接第二异或门XOR2的第二输入端；第一反相器INV1的输出端作为模式选择电路103的第一模式输出端VEN_BOOST，第一异或门XOR1的输出端作为模式选择电路103的第二模式输出端VEN_E-BOOST，第二异或门XOR2的输出端作为模式选择电路103的第三模式输出端VEN_E-BUCK，第三从比较器COMP3的输出端作为模式选择电路103的第四模式输出端VEN_BUCK。

本实施例的模式选择电路103检测输入电压V

进一步地，请参见图3，图3是本发明实施例提供的E-BUCK及E-BOOST四种模式中下电路的三种开关状态及输出电压状态示意图。BUCK模式、BOOST模式与传统结构原理相同。在BUCK模式和BOOST模式下，一个周期内电感电流随开关管的开关状态变化的趋势可以分为充电阶段和放电阶段。在BOOST模式的充电阶段，S1、S4闭合，S2、S3断开；在BOOST模式的放电阶段，S1、S3闭合，S2、S4断开；对应的电感电流波形如图3(a)所示。在BUCK模式的充电阶段，S1、S3闭合，S2、S4断开；在BUCK模式的放电阶段，S2、S3闭合，S1、S4断开；对应的电感电流波形如图3(b)所示。

在E-BUCK模式下，一个周期内开关管的开关状态随着电感电流的变化趋势可以分为三个阶段。设快速充电阶段占空比为D

类似地，在E-BOOST模式下，一个周期内功率管的开关状态同样可以分为三个阶段，如图3(d)所示。设快速放电阶段占空比为D

BUCK-BOOST转换器的盲区问题是由于极端的占空比D引起的，通过给占空比D留有一定的裕度即可避免盲区的问题。本实施例设计E-BUCK模式在过渡区占空比D的最大值为0.8，E-BOOST模式在过渡区占空比的最小值为0.2，代入式(1)和式(2)中可以得到D

与电压模控制的DC-DC转换器相比，电流模控制的DC-DC转换器有瞬态闭环响应快，环路补偿易于设计等优势。若采用峰值电流模控制，当电路工作于BOOST模式时，极限占空比为0.2，电感电流上升时间较短，对环路延时和比较器响应速度要求很高，若设计不合理很容易出现环路延时导致的比较器错误翻转。同理，谷值电流模控制在BUCK模式也会出现类似的问题。电流检测电路能够成比例地复制电感电流，再与斜坡补偿电流一起通过检测电阻RSEN得到VSEN，用于环路的PWM调制。

进一步地，请参见图4，图4是本发明实施例提供的电流检测电路，采用峰值电流检测电路和谷值电流检测电路相结合的方式以解决上述问题。其中，图4(a)为本发明实施例提供的BUCK环路中的峰值电流检测电路结构示意图；图4(c)为本发明实施例提供的BOOST环路中的谷值电流检测电路结构示意图。电流检测电路105包括峰值电流检测电路和谷值电流检测电路，其中，峰值电流检测电路用于在BUCK模式和E-BUCK模式下对电感电流进行电流调制；谷值电流检测电路用于在BOOST模式和E-BOOST模式下对电感电流进行电流调制。

本实施例的峰值电流检测电路包括第一PMOS管MP1、第二PMOS管MP2以及第一从运算放大器OP1，其中，所述第一PMOS管MP1的源极连接第一开关管MS1的源极，所述第一PMOS管MP1的栅极连接所述第一开关管MS1的栅极S1，所述第一PMOS管MP1的漏极连接所述第一从运算放大器OP1的负向输入端和所述第二PMOS管MP2的源极，所述第一从运算放大器OP1的正向输入端连接第一开关管MS1的源极，所述第一从运算放大器OP1的输出端连接第二PMOS管MP2的栅极，所述第二PMOS管MP2的漏极电流作为所述峰值电流检测电路的输出电流ISEN。

本实施例的谷值电流检测电路包括第三PMOS管PM3、第四PMOS管MP4、第二从运算放大器OP2以及衬底选择电路，其中，第三PMOS管PM3的漏极连接第三开关管MS3的漏极，所述第三PMOS管MP3的栅极连接所述第三开关管MS3的栅极S3，所述第三PMOS管MP1的源极连接所述第二从运算放大器OP2的负向输入端和所述第四PMOS管MP4的源极，所述第二从运算放大器OP2的正向输入端连接第三开关管MS3的源极，所述第二从运算放大器OP2的输出端连接第四PMOS管MP4的栅极，所述衬底选择电路连接至所述第三开关管MS3的衬底以确保所述衬底始终保持在高电位，所述第四PMOS管MP4的漏极电流作为所述谷值电流检测电路的输出电流ISEN。

具体的，本实施例的多模式BUCK-BOOST转换器，在BUCK和E-BUCK工作模式下采用峰值电流调制，在BOOST和E-BOOST模式下采用谷值电流调制。在过渡区工作于E-BUCK模式时，占空比接近0.8，电感电流上升时间远大于下降时间，这时采用峰值检测的方式，可以给予比较器充足的比较时间，避免因环路延迟导致的比较器错误翻转。类似的，过渡区工作于E-BOOST模式时，占空比接近0.2，电感电流下降时间远大于上升时间，这时采用谷值检测的方式可以避免比较器的错误翻转，提高环路稳定性。

具体地，如图4(a)所示，在BUCK环路中，当S1为高电压时，第一开关管MS1管和第一PMOS管MP1导通，第一开关管MS1管和第一PMOS管MP1的栅极和源极都连在一起，第一开关管MS1管和第一PMOS管MP1的漏极通过第一从运算放大器OP1也钳位至相等，取第一开关管MS1的尺寸为第一PMOS管MP1的K倍，那么流过第一PMOS管MP1的电流就是IL的K分之一，可以得到

取K为3000。电感电流与检测电流的波形如图4(b)所示。

进一步地，如图4(c)和4(d)所示，在BOOST环路中，与BUCK环路中使用的电流检测电路原理相同，但是为了检测电感电流的下降部分，镜像的是第三开关管MS3上的电流。考虑到VL2节点和V

进一步地，请参见图5，图5是本发明实施例提供的斜坡补偿电路结构示意图。所述斜坡补偿电路包括第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2、第三NMOS管MN3、第五PMOS管MP5、第六PMOS管MP6、第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8、第三从运算放大器OP3、第四从运算放大器OP4、第五电阻R5、第六电阻R6和第一电容C1。

第五PMOS管MP5的源极、第六PMOS管MP6的源极、第七PMOS管MP7的源极和第八PMOS管MP8的源极均与电源端VDD相连；第五PMOS管MP5的栅极连接第六PMOS管MP6的栅极、第五PMOS管MP5的漏极以及第一NMOS管MN1的漏极；第五电阻R5位于第三从运算放大器OP3的负向输入端与接地端GND之间，第六电阻R6位于第四从运算放大器OP4的负向输入端和接地端GND之间，第一电容C1位于第四从运算放大器OP4的正向输入端与接地端GND之间；第一NMOS管MN1的栅极连接第三从运算放大器OP3的输出端，第一NMOS管MN1的源极连接第三从运算放大器OP3的负向输入端；第二NMOS管MN2的源极连接接地端GND，第二NMOS管MN2的栅极连接外部使能信号VEN，第二NMOS管MN2的漏极连接第四从运算放大器OP4的正向输入端以及第六PMOS管MP6的漏极；第三NMOS管MN3的栅极连接第四从运算放大器OP4的输出端，第三NMOS管MN3的源极连接第四从运算放大器OP4的负向输入端，第三NMOS管MN3的漏极连接第七PMOS管MP7的漏极、第七PMOS管MP7的栅极和第八PMOS管MP8的栅极；第三从运算放大器OP3的正向输入端连接输入电压V

具体地，当外部使能信号VEN为低电压时，斜坡补偿电路106中对第一电容C1充电，B点电压升高，并且因为运算放大器的钳位功能C点电压也随着B点上升，经过R6的电流通过第七PMOS管MP7、第八PMOS管MP8镜像后流出，本实施例的斜坡补偿电路106输出的斜坡补偿电流ISC可以表示为：

其中，t表示时间。

当外部使能信号VEN为高时，B点电压被拉到0，C点电压也拉低，斜坡补偿电路106输出的斜坡补偿电流SC变为零，能够在电流检测电路105输出的检测电流ISEN为零的时候减少环路的功耗。

请参见图5(b)，当电路工作在BUCK模式时，将输入电压V

请参见图5(c)，当电路工作在BOOST模式时，将输出电压V

进一步地，本实施例的过零检测电路102的作用是在电感L的电流下降到零时关闭放电通路，避免输出电流反向流入功率级引起不必要的功耗。本实施例采用共栅极比较器作为过零检测电路，所述共栅极比较器的正输入端接在第三开关管MS3的漏极，负输入端接在第三开关管MS3的源极，通过检测第三开关管MS3的源极和漏极的电压来判断第三开关管MS3上电流的方向。由于在四种工作模式下，第三开关管MS3都是放电的必经路径，所以过零检测电路在四种模式下是通用的。若过零检测电路监测到电感电流下降为0，输出信号通过逻辑控制电路产生功率开关管MS1、MS2、MS3、MS4的栅极信号控制其导通状态，使得放电通路关闭，电路停止放电直到下一个充电阶段的到来。

进一步地，请参见图6，图6是本发明实施例提供的多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转化器在宽输入电压变化范围内对应的输出电压响应波形。具体仿真条件为：输入电压V

请参见图7，图7是本发明实施例提供的多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转化器在不同输入电压及负载电流下的效率整体转换效率仿真。具体仿真条件为：通过在不同的输入电压以及负载电流下的多次仿真和计算，得出效率随负载电流以及输入电压的变化。在输入电压2.4V，负载电流100mA情况下转换器达到90.8％的峰值效率。

本实施例的多模式平滑过渡的宽输入范围DC-DC转换器，将输入电压分为四个区间并对应设计了BOOST、E-BOOST、BUCK和E-BUCK四种不同的工作模式，其中E-BOOST和E-BUCK两种模式能够在输入电压与输出电压接近时避免极端占空比的出现，实现了全输入范围内的平滑过渡。采用本发明所提出的多模式工作的情况下，在输入电压接近输出电压时的效率略低于双模式工作法，但是远高于单模式工作法，且能够在这一区间保证电路的稳定工作。本实施例采用峰值电流调制与谷值电流调制相结合的控制环路，简化了电路结构并避免了开关噪声对占空比的影响。当电路工作在BUCK、E-BUCK模式时，电路采用峰值电流调制；当电路工作在BOOST、E-BOOST模式时，电路采用谷值电流调制。这种电流检测方案既能简化斜坡补偿电路的结构，又能避免在输入电压接近输出电压时开关噪声对占空比产生严重的影响。

进一步地，本实施例的DC-DC转换器的电感电流纹波及其平均值分别可以表示为

其中，L表示电感值，f表示开关管的频率。

将本实施例的转换器与传统单模式、双模式和三模式的BUCK-BOOST转换器的电感电流纹波与电感电流平均值与输出电流之比分别绘制在图8中，可以更直观地看出，在四种工作模式中，单模式的BUCK-BOOST转换器的磁芯损耗与传导损耗最大，电路效率最低；工作于双模式下的BUCK-BOOST转换器效率最高，但是双模式工作法无法在过渡区稳定工作。本实施例中的E-BUCK和E-BOOST模式能够在过渡区保证电路的稳定工作，其过渡区的效率略低于双模式工作的BUCK-BOOST转换器，远高于单模式工作的BUCK-BOOST转换器和三模式工作的BUCK-BOOST转换器。

本发明实施例的普适性和可重构性很高，可根据具体电路需求进行简单的修改和重构而不改变控制方法，即可实现多模式平滑过渡的宽输入范围的DC-DC转换器的设计目标。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。