用于具有无损电感器电流感测的双向转换器的迟滞电流模控制器

背景技术

DC-DC转换器或DC-AC逆变器中的电流模控制的优点在众多文献中都有介绍。它的最实际目的在于将二阶系统降低为一阶系统，使得更容易实施其控制和电流限制。峰值电流或谷值模式控制是达到这一目的的两种典型方法。这些方法仅探测电感器电流的峰值或谷值并假设另一边的限制具有恒定休止时间（off time）等。这些方法将很难实现真正的双向电流模控制，因为所述电流的一个方向将仍是不被限制的或不受控制的。因此，为实现真正的双向电流模控制，需要知道所有时刻（即两个切换周期）下流过有源电感器元件的瞬时电流，并且在期望的设置点两侧，电感器纹波电流都是可控的。这要求用尽可能短的延时持续测量通过电感器的电流来获得其正确表示，并且随后用期望的设置点附近的上下限对它进行控制。

本发明公布了一种适用于转换器中电感器电流的无损测量的方法和电路，并将其用于迟滞型真正瞬时双向电流模控制。它能被用于存在有受开关电路驱动的感性能量存储元件的多种配置中。典型地，它是在非隔离降压、升压、降压/升压或逆变器配置中采用的半桥或全桥。

第一部分详细介绍了一种以无损的方式测量通过电感器的瞬时双向电流的方法和电路。第二部分详细介绍了一种系统和电路，所述系统和电路用具有非常好的抗噪性的真正双向迟滞型控制来控制电流。第三部分详细介绍了一种方法和电路，所述方法和电路可在闭合环路以用非常高的增益和精度来控制迟滞电流模控制的转换器的输出电压时实现稳定性。

发明内容

本发明描述了利用电感器内部电阻来以无损方式感测通过电感器的电流的电路。所述电路保留（preserve）了DC和动态电流信息并使用一个放大器将RC时间常数、差分放大器和放大信号并入一个电路。该电路提供了卓越的抗噪性，同时电流信号仍然具有高带宽和小的群延时。提供了设计RC电路值的等式，以使之与电感器的电感和内部电阻的时间常数相匹配。

本发明描述一种用于实现具有恒定迟滞的双向迟滞电路模控制的系统和电路。所述系统包括加法器、比较器、电感器电流感测装置和转换器。本发明描述了一种实现上述具有增加的抗开关噪声性的系统和加法器的电路。

本发明描述了一种在闭合环路以利用非常高的增益来控制电流模控制的转换器的输出电压时实现稳定性的方法。它在期望的输出电压设置点与实际输出电压之间使用简单的比例差分放大器并仅用反馈电阻器来设置高DC增益。然后增加跨接在反馈电阻器两端的并联RC级来使增益滚降（roll off），以这样的方式来使相位裕度总保持在45度以上。

附图说明

图1是利用RC电路进行无损电感器电流感测的现有方法；

图2示出被整合到差分放大器电路中的RC时间常数电路；

图3是采用差分放大器情况下的等效RC时间常数；

图4是用于增加GBW乘积的级联放大器；

图5是用于增加对称和恒定迟滞的方法；

图6是具有增加的抗开关噪声性的加法器电路；

图7是加法器和电流感测放大器波形；

图8是理想压控电流源波特图；

图9是采用增加的仪器放大器情况下的波特图；

图10是电压控制环路补偿电路；

图11是采用环路补偿情况下的最终波特图；

图12是迟滞电流模控制双向转换器。

具体实施方式

电流感测放大器

本发明的第一部分是测量通过电感器的瞬时电流和获得它的电压表示以在控制电路中使用。第一，测量要在尽可能小的延时内完成，以获得尽可能接近通过电感器的瞬时电流的表示。信号中大的群延时意味着在控制行为发生之前真正的电流可能相当过冲了。延时也将增加相位滞后并使得很难实现整个电路的稳定性。第二，对于双向控制，应当在所有开关周期期间测量电流。第三，电流测量应当几乎不给转换器增加额外的损耗或只给转换器增加微不足道的损耗。

在适当放大的情况下增加与电感器串联的电流感测电阻器将使我们能够实现前两个必要条件。然而，它增加了另一损耗分量，对于低电压（<12V）和高电流转换器而言，该另一损耗分量将占总损耗相当的百分比。因而，感测电阻器将降低效率，增加成本和增大转换器的大小和重量。

为避免与电流感测电阻器相关的缺点，在以前的文献中引入了无损电感器电流感测。这之所以可行，是因为认识到电感器自己的内部电阻及其电感具有类似于RC电路中的电压那样的指数型电流上升。因此，在电感器两端跨接放置RC电路，从而使得时间常数R_senseC_sense=L/R_L，其中L是电感器的电感，R_L是电感器的内部直流电阻。这在图1中示出。如果RC时间常数是合适的，则电容器两端的电压V_sense与电感器中的瞬时电流（直流和动态电流两者）成正比。实际的电流值是电容器两端的电压除以电感器的直流电阻，即I_L=V_sense/R_L。

举例来说，具有1毫欧姆内部电阻的电感器，电容器两端的电压V_sense将是1mV每安培。这是与开关电路和开关电压很接近的非常小的电压。V_sense电压也具有和输出电压V_out相等的共模电压。

现在的挑战在于在存在相对大的共模电压、开关噪声源和大电压尖峰的情况下利用电容器两端的电压V_sense和将其充分放大。电感器的一端连接到开关节点而另一端作为DC输出或AC逆变器输出，因此两端都将具有大的电压摆幅。此外为了实现它所面临的更大挑战是要有尽可能小的群延时和非常高的带宽。

因为我们提及开关模式电路，所以通过电感器的电流将具有通常是三角形的纹波。因为我们尝试得到所述电流及其纹波的真实表示，所以我们需要的带宽将大大高于开关频率。举例来说，如果开关频率是200KHz，电流波形在200KHz处将是三角形的，并且为了以合理的信号完整性将其放大，我们必须放大至少5倍且很可能是7倍的谐波，高达1.4MHz。假设我们具有内部电阻是1毫欧姆的电感，即1mV/A，并且我们想将它放大到50mV/A，则我们需要50倍的增益。这意味着我们需要的总增益带宽是大约50*1.4MHz=70MHz。被放大信号的最大转换速率也必须被考虑以选择所需的放大器。

这些需求提出了相当大的挑战，因为我们需要用宽带宽来放大存在高噪声情况下的小信号差，这意味着我们不能利用任何传统电路和低通滤波器来降低噪声。此外，要用尽量少的元件来实现它，以降低成本和功率需求。DC电压差信息也必须被保持，并且因此不能选择采用电容器对共模电压解耦。

许多种不同的电路配置曾被尝试，但仍存在很多问题，例如噪声太大、放大器太多和群延时太大等等。图2所示的电路被发现表现良好并且能在上述需求中取得良好的平衡。它将RC时间常数电路所需要的电阻和电容合并到差分放大器电路本身中，这使得它也能提供噪声滤波。

这可通过单独观察共模信号响应（AC和DC）和差分信号响应（AC和DC）来理解。因这是差分放大器电路，所以要求是共模电压没有输出变化。因此，两个输入（L₊和L_-）必须对共模（AC和DC两者）信号做出同样的响应。为了实现这一目的，正输入端上的所有值必须与负输入端上的所有值相等，即正输入端上的（R_1,1,R_1,2,R_2F,C_o）必须与负输入端上的对应值（R_1,1,R_1,2,R_2F,C_o）相等。假设正输入端上的（R_1,1,R_1,2,R_2F,C_o）和负输入端上的对应值（R_1,1,R_1,2,R_2F,C_o）相等，则电路在实际中工作良好的一个主要原因是因为共模AC噪声在两个输入路径上被同等地过滤。使得正和负输入路径被同等地过滤在实际中非常重要，并且是许多其他电路实现方式表现不好的原因。

放大器对共模DC信号的响应可通过简单的忽略所有电容器来观察。此时电路可被看作具有增益为R_2F/(R_1,1+R_1,2)的标准差分放大器，并且共模DC信号将不会被放大。如果两侧上的C_o相等，则两侧上的输入路径的阻抗对于共模AC信号而言是相同的（假设V_amp=V_ref）。因此放大器的两个输入端处的电压没有差异，并且所有这些使得共模电压需要更长时间穿过电容器到达地。这是实际所需要的，因为它延缓了共模电压到达放大器输入端的时间，即其低通过滤了共模电压。

对DC差分信号的响应也可通过简单的忽略电容器来观察。再次将它看作增益为R_2F/(R_1,1+R_1,2)的标准差分放大器电路。因此，对于通过电感器的DC信号或DC电流，输出放大器电压将为V_amp=I_L*R_L*R_2F/(R_1,1+R_1,2)，其中I_L是通过电感器的电流，而R_L是它的内部DC电阻。

对AC差分信号的响应稍微更复杂一些。为了帮助分析，我们先观察等效电路。为了找出等效RC时间常数电路，我们将仅观察直到放大器的输入为止的输入电路级。为了对其分析以得到一阶近似，我们假定因为放大器的两个输入的电势相同，所以我们将它们连在一起。则等效输入电路如图3所示。在R_1,1=R_1,2=R_1in即图3所示的情况下，该电路的时间常数可被示为R_1in*(C_in+1/2C_o)。然而出现在C_in两端的电压仅是出现在简单RC电路两端的电压的一半。这通过这样的事实来补偿，即从C_in向前的差分放大器的增益实际上是输入的两倍（因为现在仅有一半的输入电阻）。则对AC差分信号的总响应实际上和对DC差分信号的响应一样。因此，假设R_1,1=R_1,2=R_1in，则对于DC和AC差分信号而言，放大器的输出将是：

V_amp=I_L*R_L*(R_2F/2R_1in)

并且时间常数应当被选择，从而使得：

R_1in*(C_in+1/2C_o)=L/R_L

输入侧上不同的电阻使得分析较复杂，但能利用电路仿真进行合适的调整。该电路能被连接到电感器的任意一端，但将放大器的正输入侧连接到电感器的具有更慢电压摆动的一侧（即通常是Vout）可能是明智的。这意味着在输入端有比较小的共模电压摆动。然而，实际中，通过使用高带宽放大器，将该电路连接在任意一端对于信号保真度而言没有任何明显区别。所述电路是完全双向的并且将提供被偏置在V_ref周围的正或负电流信号。也可以使用基准接地的负电源供电放大器。放大器的共模输入范围应至少与输出电压的范围相等。带宽应该尽可能高以获得开关频率处所需的信号保真度和群延时。如图4所示，放大器可与常规放大电路级联来提高总增益带宽积。如果所需的总增益在放大器之间被等分，则总的群延时可减小。因为我们现在能用很小的延时感测和测量动态和DC电感器电流，所以本发明的第二部分处理了利用所述信息来实际控制电流的难题。

双向迟滞控制器

如前所述，DC-DC转换器或DC-AC逆变器的电流模控制的优势在文献中是众所周知的。真实电流模控制假设电流水平可被立即设置。换言之，电路应该表现得如同被理想控制的电流源，以及瞬时电流需要被知道并被立即改变（或者足够快以至于不会影响其余的电路）到期望的设置点。

因为这是开关模式型电路，所以电流在均值附近有三角形纹波的形状。存在多种电流模控制方法，诸如波峰或波谷模式控制。这两者要么仅感测峰值要么仅感测谷值（波谷）但不能两者都感测到。因此，这些方法中没有一种适用于双向转换器。

为了尽可能地实现对开关模式型转换器中的电感器电流的最快和最严格的控制，电流应当以设置点为中心来斜坡上升或下降固定的量，即控制器应当实时检测电流将何时达到设置点之上的指定水平并然后切换输入或桥，如此以使电流斜坡下降。与电流被减小相类似，控制器应当实时检测电流将何时达到设置点之下的指定水平并然后切换输入或桥，如此以使电流斜坡上升。这本质上是在以设置点为中心的上限和下限的情况下的迟滞型控制。

简单迟滞控制器的实现方式通常用比较器来实现，其中设置点被馈入正输入并且期望的控制变量被馈入负输入。比较器应当具有一些迟滞，如此以致在开关事件之间有一些时间。虽然这是非常简单的电路，但它不是很通用或适应性很强的，并且当将其用于开关模式转换器时在噪声和迟滞等方面有很多实际的问题。

因此，为了在以期望设置点为中心的非常恒定且设定数量的迟滞的情况下以更精确地方式来控制电流，需要更好的方法。图5中的概念控制图示出了如何实现这一目的。电流设置点在增益为1的情况下被馈入加法器。比较器的被假定为+1或-1的输出也被馈入加法器，但其增益是0.1，该增益被称为迟滞增益。这是可调节的，并且它决定了所增加的迟滞量以及因此峰峰电流纹波。如果比较器的输出为高（即+1），则加法器的输出将为（设置点+0.1）并且电感器中的电流会斜坡上升直到它达到这个点。在这一阶段，比较器将会切换为低（即-1），并且加法器的输出将之后为（设置点-0.1），并且电流将会斜坡下降直到它达到这个点，从而再次切换比较器并重复这一周期。

因此，可看出，峰峰纹波电流总是恒定位于0.2处，并且对称分布在设置点附近。开关频率由迟滞量来决定，该迟滞量设置了峰峰纹波、输入电压和输出电压以及电感器的值。也可看出，该电路是完全双向的，并且电流设置点能为正或为负。可简单的通过限制电流设置点的最大值和最小值来实现双向电流限制。

实际的峰峰电流纹波=每安培电压增益（V/A）*迟滞增益*2

图5的方法中的固定迟滞量将固有的提供一定量的抗噪性。所需的迟滞量由工作电压、电感器和所需的峰峰电流纹波或开关频率来决定。

然而，即使迟滞提供了一些抗噪性，在我们感测相对小的电流信号并用合理的高增益（～>50）和非常高的带宽（>50MHz）来放大它时仍然会出现问题。这意味着电流感测电路不可避免的易受噪声影响，此外它不得不与开关电源级紧密接近。因此在开关转换期间和之后，在电流感测信号上将有噪声和振铃（ringing）。这可在图7中看出，在图7中，在开关转换后在三角形电感器电流波形上有振铃。因此，实际上图5的方法不能单独提供足够的抗噪性。

这个难题能用许多种方法来解决，例如，通过利用单击定时（one shottiming）电路和逻辑门并在开关事件之后就强制使比较器锁存一定时段。这些解决方案中的许多解决方案都需要大量的附加电路和/或给开关信号链增加延迟。曾经设计了一种非常简单的仅需要两个额外的电容器和一个电阻器的解决方案并证明其在实际中运行良好。它没有给开关信号链增加任何额外的延迟并且仅需简单地给图5的方法中所用的加法器增加额外的具有修正值（correct value）的RC电路。图6中所示的是具有能提供额外抗噪性的RC电路的全加法器电路（full summer circuit）。

图6中的迟滞电阻器设置了迟滞增益并应当被选择以提供所需的峰峰电流纹波。它可通过将比较器的电压输出摆幅乘以迟滞增益而被计算。作为抗噪性RC电路的起点，应当选择大致等于（具有电流设置点的）R的电阻器R_im和并且电容器C_im被选择以使得时间常数R_imC_im大约是开关周期的1/6。随后这些值可通过仿真进行改进。这一理念是当电流设置点为零时，则加法器的输出在开关转换后几乎摆动至轨到轨。这可能刚好在每个开关事件之后就提供最大噪声容限。然而，在电流到达前它必须返回到正确水平，如果设计的时间常数是合适的则这是行得通的。因为电流设置点变化了，则在开关事件之后加法器的输出将在一个轨上饱和一段时间，这也将防止比较器误触发。通过采用合适的R_imC_im时间常数，加法器应当及时从饱和状态中出来以将其输出带回到合适的开关水平。该电路的工作波形能在图7中看出，它示出了加法器的输出波形和电流感测放大器的输出波形。图7的第一幅图是在零平均电感器电流处，第二幅图是在接近最大负电流处，而第三幅图是在最大正电流处。

跨接在反馈电阻器两端的反馈电容器C_f不是完全必需的，但在加法器从饱和中出来时该电容器有助于阻止加法器振铃。它的值应当大致是C_im的十分之一或更小，以致不会减缓加法器的响应。用于加法器的放大器应当具有足够高的带宽以在期望的开关频率处提供合适的输出。图6中的加法器电路也可以是反相的，从而我们能增加适当的反转以使整个控制系统能回到正确极性。

在该控制方法中，如果电源电压增加，电感器电流的增加速率会增加，这将增加开关频率。该抗噪电路的另一好处是，它将限制频率增加量，因为如果周期变得太短则它能有效地增加迟滞。

迟滞电流模控制器电路被发现在实际中工作良好，从而能实现具有一些卓越优点的全双向电流控制。它理论上可具有最快电流响应并且在本质上使控制简化。它在所有启动、瞬变和短路条件下总能将电流限制在最大/最小之间，这预防了对开关设备的损坏。它通过将电流限制在最大值内来提供自动软启动。此外，实际开关瞬间因为噪声而具有小的时间不确定性，这意味着开关频率在其平均工作点附近自然地抖动。这向扩频噪声降低提供了额外益处。这种类型的迟滞控制器能与其他电流测量方法一起使用，假设该电流测量具有所需的带宽并且不会增加太多群延时。

电压控制环路

如果上述双向迟滞电流模控制电路恰当工作，则对于开关模式转换器而言对电流信号阶跃输入的响应将与其理论上的响应一样快。例如，对于正阶跃输入，高侧开关将保持开启直到电流达到其设置点。因此，它将具有由(Vcc-Vout)/L给出的上升di/dt。例如，具有5V输出和1μH电感器的12V源将具有7A/μs的上升di/dt。对于大部分应用，我们能假设它的表现非常接近于理想的受控电流源，并且我们能以这种方式对他进行建模以用于大部分的电压控制环路目的。电流源的增益将是电流感测放大器增益V/Amp的倒数。例如，如果我们考虑一个由增益为10的受控电流源所驱动、具有输出电容C_out等于100uF的降压/升压转换器，则图8给出了用于AC分析的spice电路模型和波特图响应。相位滞后是恒定的90度并且增益在15kHz处穿过0db。如果我们考虑到di/dt限制是7A/us，则dv/dt输入限制是(7/20)V/us，这意味着该电路的增益和相位将仅在55kHz处开始滚降。在这种情况下，将迟滞电流控制器建模为理想压控电流源是合理的假定。如果需要具有小输出电容的非常快的电压环路，包含电流di/dt限制是必要的，其将在di/dt限制达到的频率处使增益大幅滚降并使相位滚降超过90度。

一种简单的比例控制电路将足以控制这种电路，假设该比例控制器在总体增益通过0db前不会增加任何更多的相位滞后。对于合理的增益和+/-0.5%的常规输出电压调整，许多放大器能以简单的仅成比例的配置来容易地控制上述系统。

然而，如果我们要求输出电压具有非常小的电压控制容差的话，则将需要低偏移情况下的更大增益。例如，在电池均衡应用中使用降压升压转换器要求输出电压被调整在1mV（大约1mv/5V=+-0.02%）内，而总系统偏移也只有几个毫伏。这意味着电压差分放大器必须具有大约5000的增益和低于2-3μV的偏移。这必须使用仪器型放大器，所述仪器型放大器通常使用开关电容电路来降低输入偏移。这些类型的放大器没有非常高的带宽并且在与高增益一起使用时将增加相当大的相位滞后。作为一个示例，图9示出了被添加到图8的电流源电路中的、纯比例增益为1000的典型仪器放大器。因为当V_out的相位穿过零度时，仍然有大于30db的增益，所以该系统是不稳定的。

为使得所述系统稳定，理想的状况是我们希望相位裕度总是为45度或更高以使该系统被临界阻尼，即自DC开始相位裕度需要保持在45度以上，直到增益穿过0dB。许多传统方法试图在使用非常高的DC增益时用低偏移放大器来解决上述控制环路。例如，第一步是简单的增加RC来使增益滚降。然而，为了使增益充分滚降，RC电路的电阻必须远低于（即<1/100）反馈电阻R₂，而这将导致在增益仍非常高时相位裕度降低到10度以下。虽然理论上它仍是稳定的，实际上它将处于临界点并且非常可能发生震荡。因为我们尝试保持DC信息，我们也不能增加任何形式的隔直电容器（blockingcapacitor）来提高相位，仅导致并联的RC电路。超前（lead）和滞后电路、滤波器等的各种组合都曾被尝试，但所有这些都不能提供足够的相位裕度。

图10的电路能充分解决这一难题。该电路用级联RC级来精确滚降增益，以使得相位裕度总是保持在45度以上。第一RC级包括R₃和C₃，并且应当选择R₃以使其大概在R₂的值的1/3到1/2之间。如果小于1/3，则相位裕度将降低到45度以下，而高于1/2则意味着你不能充分利用滚降性能。对于所有随后的RC滚降级同样也是如此，即R₄应当在R₃的1/3到1/2之间，R₆应当在R₅的1/3到1/2之间等。从图10中可看出，能调整电阻器的实际值以对于所有RC级而言都获得精确的45度相位裕度。

应当选择电容器以使其约是前一个值的1/3，即C₄应当是C₃的1/3，C₅应当是C₄的1/3等，这意味着RC截止频率总是10倍分隔（或者是前一频率的9至10倍）。这给出了RC级间的最佳频率间隔，使得它们能使增益尽快滚降，但并不使前一RC级增加相位滞后而使得相位裕度降低到45度以下。使得电容器大于前一RC级的1/3意味着这两个电路将增加相位滞后。使得它小于1/3意味着相位裕度在RC级间将增加超过50度，这是不必要的，并且需要更多放大器带宽来包含所有的RC级。所需的RC级的数目非常依赖于具体应用，但能够增加所需的许多级数直到实现期望的滚降。将增益从5000一直滚降到1需要大约8到9个级。只需要选定一个RC级的电容器值，并且该电容器值能决定其余级的值。然而，对该电容器值的选择是非常依赖于应用的，并且需要一些工程判断。作为指导方针，最后RC的滚降应该在放大器自身开始滚降相位之前发生。

可在观察波特图以维持相位裕度的同时通过持续地增加RC级直到达到最终增益，来完成设计过程。第一RC级的电容器被估计，但如果在最后的RC级之前放大器自身开始滚降相位，则所有的电容器值必须被提高直到最后的RC级处在放大器的带宽内为止。

补偿电路的波特图如图11所示，从中可以看出，相位裕度总是在45度以上。该环路补偿方法增加的益处在于，有助于使放大器在不震荡的情况下脱离饱和。这一总体系统也是无条件稳定的并且能给转换器增加任何数量的输出电容。增加的输出电容将仅使增益更快滚降而对相位没有影响，因此该系统适用于直接附设到呈现超大电容的超大电容器或电池上。同样的上述补偿方法易于和正常增益及较少的RC级数一起使用，以在常规电源应用中获得最佳的电压响应和控制环路带宽。

图12仅通过示例示出了完整转换器的一个实施方式，该转换器使用了无损电流感测电路、组合了抗噪性和迟滞的电路和电压环路补偿电路。它是V_in和V_out间的双向转换器，并且以真正迟滞模式来直接控制电感器电流。同样仅作为示例，开关S1使得图12中所示的转换器被用来控制输出双向电流或输出电压。上述提到的实施方式仅用于解释本发明的原理。显然，本领域的技术人员在不超出本发明的保护范围下可实现转换器控制器的多种其他实施方式。