用于在使用带通Delta-Sigma调制器的反向散射RFID系统中产生专用数据信道的装置

技术领域

本发明一般地涉及一种用于在使用带通信号调制的反向散射射频通信网络 中产生专用数据传输信道的方法和装置。

背景技术

射频识别(RFID)系统通常用于对近场通信网络中的物品进行定位和跟踪， 其中该近场通信网络包括读取装置和至少一个无线终端或标签。在给定的RFID 网络或系统中，将含有载波信号的激励时变电磁射频(RF)波从读取器传输到标 签。标签使用反向散射技术来将读取器的RF信号反射回到读取器，在此期间对 信号进行调制以进行编码并传输数据。

图1示出了现有技术的RFID系统，在该系统中，在相同的频率信道或频谱 104上进行从标签101a-c到读取装置103的数据传输。通过使用所建立的反向散 射技术，RFID系统或网络中多个标签中的每个标签通常发送位于相同的经反向 散射的载波信号上的RF信号。因此，来自每个标签的经反向散射的RF信号在与 给定读取装置/RFID网络相关联的相同RF频谱内与其他标签的RF信号重叠。

因此，当多个标签被相同的RFID读取器激励，并且多个标签会同时将它们 各自的重叠信号反射回到使用给定频率信道的读取器中时，RFID系统中就会发 生标签冲突。因此，每当在同一RF场中必须同时读取大量标签时，标签冲突问 题就会加剧。当同时产生的信号相冲突时，读取器无法区分这些信号。标签冲突 使读取器发生混淆，产生了数据传输错误，并通常会减少RFID系统或网络内的 数据吞吐量。

已提出了各种系统来对个体标签进行隔离。例如，在一种专门降低冲突误差 的技术中，当读取器认识到已经发生标签冲突时，该读取器会发送特定的“间隙 脉冲”信号。在接收到该信号时，每个标签询问随机数计数器以确定在发送其数 据之前要等待的间隔。由于每个标签都得到唯一数目的间隔，因此标签能在不同 时间发送它们的数据。然而，就数据吞吐率而言，仍然存在对整个RFID系统性 能的不利影响。

目前已知的是，通过使用诸如相移键控(PSK)和幅移键控(ASK)这样的 信号调制方案来对标签所接收的信号进行调制并将调制的信号以反向散射方式 再次辐射到读取器，其中标签通过改变各状态之间的阻抗匹配来改变其反射系 数。然而，仍然存在由给定频率信道上的经反向散射信号的重叠所导致的标签冲 突的不利影响。

此外，在高频RF信号环境下，读取装置中的DC偏移量的影响以及读取器 的相位噪声的影响也特别相关。

RFID网络中的反向散射标签终端的设计还涉及一些更为特殊的挑战。经反 向散射的标签信号不是现存的唯一反射信号；在单天线系统中，通常还有由于从 读取装置的发射天线到各种周围物体的非意图反射而产生的甚至更大的信号。不 想要的反射信号在读取装置中与本地的振荡器信号进行混频；由于它们(通常) 未经调制，因此它们会产生DC偏移量，即：从混频器输出的较大直流电压。幸 运的是，如果想要的信号不包含太多接近于DC的信息(甚至在数据具有长的l 或0的字符串时只要选择标签符号来确保标签状态的频繁转换，就将处于该情 形)，则可以直接滤除这个偏移量。然而，这通常并不是优选的。在混频器输出 中所产生的较大波动更难滤除，并使得难以从标签中观察到任何反射，直到接收 器已有几微秒的时间来恢复为止。

上述问题可通过使用分离式的发送与接收天线(双基配置)来改善：这种情 况下，接收器必须只处理入射到接收天线上的、通常比反射的信号小得多的一部 分发射的信号，而不是处理来自(单个)天线的反射信号。通过通常由商用的读 取器所采用的大型双基天线，可以获得大约40dB的隔离，这表示比来自单个天 线的回波损耗要好20-25dB。然而，使用一对天线会增加成本、复杂性，并增加 了对读取器的空间需求。备选地，可以使用自适应天线调谐器或对消器(nuller) 以减少来自单个(单基)天线的反射，但这种方案再次牵涉到附加的花费和复杂 性。

振荡器(例如，读取装置中所使用的那种振荡器)不会产生完美的单纯载波 信号，因为该信号的相位及幅度都会变化。当较大的固定反射与本地振荡器进行 混频时，接收信号中的相位噪声可转换成幅度噪声。相位噪声通常在很接近载波 信号频率的频率处呈现最高，该相位噪声在混频后转化为近似的DC。为了降低 相位噪声的影响，期望使用一种相对较窄的滤波器，其只让来自标签的含有所需 信号的频率通过，以及期望使用如实际中所需的最高标签调制频率或带通标签调 制频率；然而，这限制了可使用的调制类型和数据流类型。

发明内容

本发明提供一种用于反向散射传入的射频(RF)信号的天线装置。所述天 线装置包括能根据天线的反射系数特性来反向散射传入的RF信号的天线、具有 电连接到所述天线的输出端的可变阻抗电路以及带通Delta-Sigma(ΔΣ)调制器， 所述调制器耦接于所述可变阻抗电路并以数字方式控制所述可变阻抗电路的输 出，其中基于可变阻抗电路的经数字式控制的输出来调节所述天线的反射系数 (Γ)。

在一个实施例中，所述天线装置可包括与射频识别(RFID)系统中的读取 装置电磁耦接的标签终端的一部分，其中带通Delta-Sigma调制器的时钟由所述 标签终端内的时钟电路产生。

在备选配置中，所述天线装置可包括与射频识别(RFID)系统中的读取装 置电磁耦接的标签终端的一部分，其中所述带通Delta-Sigma调制器的时钟基于 所述读取装置的经L分频的载波信号频率frf来产生，其中L为正数值。

在天线装置的另一实施例中，所述带通Delta-Sigma调制器的输出在两种状 态之间切换所述可变阻抗电路的输出，以调节反射系数。

在另一实施例中，所述天线装置可包括与射频识别(RFID)系统中的读取 装置电磁耦接的标签终端的一部分，其中施加于所述带通Delta-Sigma调制器的 输入信号由相对于从所述读取装置传入的RF信号偏移了+/-ω_o的复合调制信号构 成，其中ω_o表示相对于传入的RF信号的频率偏移量。所述复合调制信号可由 GMSK、QPSK、nPSK、nQAM和OFDM信号中的任一种构成。

在天线装置的又一实施例中，经数字式控制的输出是从输入到带通 Delta-Sigma调制器的同相正交(IQ)上变频信号产生的。

在另一个实施例中，所述天线装置可包括与射频识别(RFID)系统中的读 取装置电磁耦接的标签终端的一部分，其中源自IQ上变频调制器的数据的产生 基于所述标签终端内部的时钟电路。

在备选配置中，所述天线装置可包括与射频识别(RFID)系统中的读取装 置电磁耦接的标签终端的一部分，其中源自IQ上变频调制器的数据的产生基于 使用了所述读取装置的经M分频的载波信号频率frf的时钟电路，其中M为正数 值。

在又一实施例中，上变频调制器将数据上变频转换至经4分频的fs左右， 其中fs是所述带通Delta-Sigma调制器的采样频率。

在另一配置中，提供给上变频模块的输入数据可由GMSK、QPSK、nPSK、 nQAM和OFDM信号格式中的一项构成。

附图说明

现在，仅参考以下附图，通过示例的方式对本发明进行描述，其中：

图1示出了现有技术的RFID系统，其中在相同的频率信道上进行从标签到 读取器的数据传输；

图2示出了在一个实施例中用于产生针对反向散射的变化阻抗的装置；

图3示出了在一个实施例中用于产生由数字信号源(如直接数字合成器)的 频率偏移的IQ信号的装置；

图4示出了在一个实施例中用于产生由数字信号源(如直接数字合成器)的 频率偏移的OFDM信号的装置；

图5示出了RFID系统的实施例，其中通过从标签到读取器的反向散射来在 专用频率信道上进行数据传输；

图6a示出了在一个实施例中用于产生QAM信号的装置；

图6b示出了在一个实施例中用于实现产生64QAM数据的系统的过程；

图6c示出了具有13dB的信噪比的64QAM系统输出的星座图表示；

图6d示出了具有22dB的信噪比的64QAM系统输出的星座图表示；

图7a示出了控制数据率对功率的表示；和

图7b示出了链路预算对标签和读取器间的距离的表示。

具体实施方式

本文所使用的术语“调制”是指：通过这种处理，射频识别(RFID)无线 终端或标签改变了读取器天线的载波射频(RF)信号以传达信息。例如，在相位 调制中，将从读取装置传输到标签的数据编码到由RFID读取装置所发送的载波 的相位变化中。

图2示出了在一个实施例中的如射频识别(RFID)通信网络的无源或半无 源无线通信系统中的天线装置200，其用于在天线203处产生变化阻抗205以反 向散射传入的射频(RF)信号，如来自RFID网络的读取装置的射频(RF)信号。 作为RFID通信网络中标签终端的一部分的天线203根据其反射系数(Γ)特性 来反向散射传入的RF信号。

仍然参考图2，其示出了用于设计可变阻抗电路205的一个实施例，其中该 可变阻抗电路用于从天线203产生反向散射波。这里，阻抗Z_L依据控制位而在两 种状态之间切换。当控制位为频带式时，Z_L在频率f_rf处呈现类似零阻抗，由此， 反向散射Γ(f_rf)＝1。注意，Z_L设计为具有频带式阻抗，而不是具有f_rf。在2f_rf处的 阻抗有助于减少2f_rf的折叠。当控制位为频带式时，Z_L>>50欧姆。因此，Γ＝0， 没有信号被反向散射。

变化阻抗还可设计为能在反向散射波中产生相移。即，

${\Gamma }_i={\mathrm{\alpha e}}^{{\mathrm{j\phi }}_i}$

其中，φ具有两种状态，即φ₁和φ₂，并且α为常数。由此，反向散射阻抗 由下式给出：

$Z_i=\frac{Z_s(1+{\mathrm{\alpha e}}^{{\mathrm{j\phi }}_i})}{(1-{\mathrm{\alpha e}}^{{\mathrm{j\phi }}_i})}$

其中，Z_l具有两种状态，即Z₁和Z₂。这里，φ_i可设计为具有状态φ₁＝0° 并且φ₂＝180°。这里，Z_s为天线阻抗。由于天线阻抗根据其环境(例如，当天线 位于金属物体前方时)而进行调节，因此可以简单地对有效Γ进行旋转和缩放。 这可通过假设Z_s变为来说明，其中β为缩放因子，而为旋转度。因 此，Γ变为：

或者，

鉴于此，Z_s中的变化导致分别通过β^-1和来缩放和旋转Z。在这种复杂的 调制方案中，可以利用Γ的相位变化，而不是幅度变化。

在一实施例中，可变阻抗电路可以有一个或多个滤波器，以滤除来自高通或 带通Delta-Sigma调制器的带噪输出。

图3示出了如何使用同相正交(IQ)信号来通过采用了Γ-ΔΣ方案300的 带通Delta-Sigma(ΔΣ)调制器产生复合波形；这里，针对带通Delta-Sigma调 制的复合调制方法及装置称为并表示为“Γ-ΔΣ方案”。这里，由直接数字合成 器(DDS)307或时钟在fs/4处对传送到混频器的信号进行IQ上变频转换。随后， 将信号施加于带通Delta-Sigma调制器302上。在采样频率fs处应用带通 Delta-Sigma(ΔΣ)调制器302，以产生复合调制信号。这里指的是，带通 Delta-Sigma调制器产生能表示在如下范围内的输入数据的输出比特流：

fs/4-BW/2

至

fs/4+BW/2

其中，fs表示带通Delta-Sigma调制器的采样频率，BW表示设计带通 Delta-Sigma调制器的预定带宽。标签天线的复合IQ反向散射信号将位于frf+/- fs/4左右，其中frf是RFID网络中的读取装置信号的频率。由于输出比特流相对 于读取装置信号的频率偏移了fs/4，因此这既减小了读取装置中的DC偏移量的 影响，又降低了读取装置的相位噪声的影响。以这种方式，可以应用任何类型的 复合调制，包括：高斯最小频移键控(GMSK)、nPSK、正交相移键控(QPSK)、 nQAM和OFDM信号，其中n表示整数，并且施加于带通Delta-Sigma调制器的 输入信号由相对于读取装置中传入的射频信号偏移了+/-ω_o的复合调制信号构成， 其中ω_o表示相对于传入的RF信号的频率偏移量。

在一实施例中，标签天线装置可包括与RFID网络或系统中的读取装置电磁 耦接的标签终端的一部分，其中根据读取装置的经L分频的载波信号频率frf来 对带通Delta-Sigma调制器的时钟加以驱动，其中L为正数值。

在另一实施例中，天线装置可包括与RFID网络或系统中的读取装置电磁耦 接的标签终端的一部分，其中来自IQ上变频调制器的数据的产生由标签终端内 部的时钟电路来驱动。

在另一实施例中，天线装置可包括与RFID网络或系统中的读取装置电磁耦 接的标签终端的一部分，其中源自IQ上变频调制器的数据的产生是由基于读取 装置的经M分频的载波信号频率frf的时钟电路来驱动的，其中M为正数值。

在一个实施例中，带通Delta-Sigma调制器302的输出可以是归零值(RTZ)， 因此，如果数据为1101101，那么输出则将是10100010100010；注意，各比特位 之间有零。在备选实施例中，带通Delta-Sigma调制器302的输出可以是非归零 (NRZ)类型的信号；例如，如果数据为1101101，则输出为1101101，并且对数 据流不做任何添加。

图4示出了在一个实施例中针对Γ-ΔΣ方案400的装置，其用于产生由数 字信号源(如DDS 407)的频率偏移的正交频分复用(OFDM)信号。通过直接 数字合成器(DDS)307或时钟在fs/4处对传送至混频器的输入信号进行上变频 转换。随后，将该信号施加于带通Delta-Sigma调制器402。在采样频率fs处应 用带通Delta-Sigma(ΔΣ)调制器，以产生复合调制信号。

图5示出了RFID通信网络500的实施例，其中采用针对带通Delta-Sigma 调制的复合调制装置及方法在专用频率信道上进行从标签反向散射到读取器的 数据传输。可针对RFID通信网络500中使用的标签501a-c中的各个标签来产生 唯一或专用信道505,506,507。所产生的信道位于频率frf+/-fs/4附近，其中frf 再次表示来自读取装置的载波信号的频率。标签终端501a-c中各个终端中的天线 503a-c根据特定针对天线503a-c中每个天线的反射系数特性来对传入的RF信号 (例如，来自读取装置502的信号)进行反向散射。可变阻抗电路(图5中未示 出)具有电连接到天线503a-c的输出端。带通Delta-Sigma调制器耦接于可变阻 抗电路的输入端，从而以数字方式控制可变阻抗电路的输出，由此使得天线503a-c 中的某特定天线的反射系数Γ可以通过改变可变阻抗电路的输出来进行调节。

图6a示出了在一个实施例中用于产生正交调幅(QAM)信号的调制装置 600A。将输入数据位应用于LUT(查找表)601中，以产生I和Q信号。然后， 将I和Q信号上变频至fs/4，并随后将它们应用于在fs处采样的带通Delta-Sigma 调制器602上。

图6b示出了在一个实施例中用于实现产生64QAM数据的系统的过程 600B。在步骤610中，采用输入的IQ数据，以在步骤611中产生64QAM数据。 然后，在步骤612中对数据进行上采样(up-sample)并在步骤613中将其上变频 至fs/4。随后，在步骤614中对该信号应用四阶带通Delta-Sigma调制器，以对特 定标签天线的反射系数进行调制。然后，通过读取器对输出进行解调，并且可针 对给定的不同等级的信噪比(SNR)绘制出附带的输出星座图。

图6c示出了具有13dB信噪比的64QAM系统输出的星座图表示。

图6d示出了具有22dB信噪比的64QAM系统输出的星座图表示。

图6c和图6d的星座图示出了通过采用包括带通Delta-Sigma调制器的 Γ-ΔΣ方案而产生的64QAM调制。星座图是通过从标签天线提取输出(即，带 通Delta-Sigma调制器正在驱动的输出)、然后经由读取装置将其传递的方式而产 生的。读取装置执行下变频转换：采用读取装置的载波信号RF频率，通过模数 转换器(ADC)将数据数字化，随后，对数据进行下采样(down-sample)并经 由数字滤波器来传递，最后，解调该IQ数据。图6c和图6d所示的星座图表示 经解调的数据。

针对由无线标签终端所利用的、诸如用于驱动Delta-Sigma调制器的计时功 能而言，该计时功能的产生可由标签读取器中的时钟电路来提供，或者基于由 RFID网络的读取装置所提供的输入RF信号的频率的时钟电路发生器来提供。

例如，在使用读取器的信号作为时钟的示例中，如果读取器在f_rf处，由标 签所使用的时钟将为f_rf或者某些频率f_rf/N，其中N是某整数(即，f_rf被N分频 以产生时钟)。

图7a示出了控制数据率对功率的表示。根据数据率以及调制类型，并基于 标签与读取器间的距离r，可引入功率管理系统。当读取器足够接近(即，r<r_min) 时，标签便获得足够功率以进行开启。从r_min到r_critical，标签使用较慢的时钟和 ASK或PSK进行传输。由于r<r_critical，标签能够使用64QAM开始进行传输。针 对RF反向散射技术，由标签所接收的功率(即，P_RX(r))由下式给出：

$P_{\mathrm{RX}}\left(r\right)={\left(\frac{\lambda }{4\mathrm{\pi r}}\right)}^2{P}_{\mathrm{TX}}{G}_{\mathrm{TX}}{G}_{\mathrm{RX}}$

其中，λ为载波信号的波长，r为标签与读取器之间的距离，P_TX为发射器 的功率，G_TX是读取器的天线增益，并且G_RX是标签的天线增益。然后，来自标 签的调制功率由读取器接收。

图7b示出了链路预算对标签和读取器间的距离的表示。标签与读取器之间 的链路预算显示为标签-阅读器间距离的函数。由标签所接收的功率随着标签进一 步远离读取器而减小。在某些此类位置处，标签的反向散射功率在其传回到读取 器时被衰减。信噪比(SNR)由相对于读取器中振荡器的相位噪声的读取器所接 收的功率来给出。

例如，由于来自读取器的功率下降为(1/r^{^}2)，因此可在读取器更接近时应 用复合调制技术。随着读取器进一步离远，可使用更低级调制。应当理解，复合 调制的应用要求更高的SNR和更大的功率。

尽管本文针对无源和半无源RFID通信网络对本发明的优选实施例进行了描 述，但是本领域的技术人员可以想到，也确实能理解的是，本文所展示的方案还 可应用于无线通信的其他方面。因此，本领域普通技术人员应当理解，本文所描 述的具体实施例仅作为说明但不一定全面。因此，在不脱离由权利要求书所限定 的本发明范围的情况下，本领域技术人员可以做出其他各种修改。