数据转换器、信号发生器、发射器、通信设备和数据转换方法

具体实施方式

(第一实施例)

将参照图1对本发明第一实施例进行说明。参照图1，作为本发明第一矢量减法器的实例的矢量减法器102的第一输入端801与作为本发明并行数据输入端的实例的输入端101相连。作为本发明矢量积分器的实例的矢量积分器103与矢量减法器102的输出相连。作为本发明第一矢量量化器的实例的矢量量化器104与矢量积分器103的输出相连。矢量量化器104的输出与输出端105相连。通过矢量减法器102的第二输入端802将矢量量化器104的输出输入到该矢量减法器102。

下面将对该电路的操作进行说明。通过输入端101输入并行数据。假定该并行数据为I数据(同相数据)和Q数据(正交相位数据)。经由矢量减法器102将I数据和Q数据输入到矢量积分器103。在该矢量积分器103中，通过矢量操作对由I数据和Q数据构成的矢量进行积分。将该积分结果输入到矢量量化器104。

首先在矢量量化器104对矢量的幅度执行量化的情况下进行说明。如果0＜a(a为实数)，则矢量量化器104根据输入到矢量量化器104的矢量的幅度输出幅度为0或“a”的矢量。例如，使用这种量化方法：当输入矢量的幅度小于阈值“a”(参见图2(a))时，输出矢量的幅度为0；当输入矢量的幅度大于或等于阈值“a”(参见图2(b))时，输出矢量的幅度为“a”。对于该输出矢量的相位没有特殊的限制。相位设置的典型实例是使输出矢量的相位与输入到矢量量化器104的矢量的相位相同。通过输出端105输出该输出，同时在矢量减法器102中对该输出执行减法操作。更特别是，矢量减法器102执行矢量操作从通过输入端101输入的矢量减去矢量量化器104输出的矢量。图3展示了当在调制波的π/4移相的正交相移键控中使用根升余弦滤波器(root-raised cosine filter)时，通过输入端101输入的并行I数据和Q数据之间的关系，横坐标代表I数据，纵坐标代表Q数据。图4展示了通过输出端105作为并行数据输出的I’数据和Q’数据之间的关系，横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

下面将参照图5对实际执行该数据转换的电路的实例进行说明。参照图5，作为本发明第一标量减法器的实例的标量减法器403的第一输入端811与输入端401相连，作为本发明第二标量减法器的实例的标量减法器404的第一输入端813与输入端402相连。作为本发明第一标量积分器的实例的标量积分器405和作为本发明第二标量积分器的实例的标量积分器406分别与标量减法器403和404的输出相连。将标量积分器405和406的输出作为正交坐标系数据输入到作为本发明第一坐标转换器的实例的坐标转换器407的两个输入端。作为本发明第一标量量化器的实例的标量量化器408与坐标转换器407的一个输出相连。标量量化器408的输出和坐标转换器407的另一个输出分别与作为本发明第二坐标转换器的实例的坐标转换器409的两个输入相连。坐标转换器409的两个输出分别与标量减法器403的第二输入端812和标量减法器404的第二输入端814相连。坐标转换器409的两个输出之一与作为本发明第一输出端的实例的输出端410相连，坐标转换器409的另一个输出与作为本发明第二输出端的实例的输出端411相连。本发明的第一矢量量化器对应于坐标转换器407、标量量化器408以及坐标转换器409。

下面将对该电路的操作进行说明。分别通过输入端401和402输入作为本发明第一数据的实例的I数据和作为本发明第二数据的实例的Q数据。经由标量减法器403将通过输入端401输入的I数据提供给标量积分器405，并利用标量积分器405对该输入的I数据进行积分，并将该积分结果输入到坐标转换器407。在将通过输入端402输入的Q数据作为坐标转换器407的另一个输入输入到坐标转换器407之前，对该Q数据执行同样的处理。坐标转换器407执行从正交坐标系到极坐标系(振幅，相位)的转换。即，如果标量积分器405和406的输出分别为I2和Q2，则根据方程式1和方程式2将数据I2和Q2转变为数据M和θ。M为I2和Q2的幅度(振幅)，以方程式1表示

[方程式1]

M＝(I2²+Q2²)^1/2

θ为I2和Q2之间形成的角度，以方程式2表示

[方程式2]

θ＝Arctan(Q2/I2)

将坐标转换器407输出的振幅数据输入到标量量化器408。标量量化器408对输入信号进行量化。更特别是，当输入信号的幅度大于或等于作为本发明预定值的实例的预定值“a”时，标量量化器408输出“a”。当输入信号的幅度小于该预定值“a”时，标量量化器408输出0。将标量量化器408的输出输入到坐标转换器409。将坐标转换器407输出的相位数据作为坐标转换器409的另一个输入输入到坐标转换器409。坐标转换器409将极坐标系数据转变为正交坐标系数据。即，坐标转换器409将输入的振幅数据和相位数据转变为正交坐标系数据：作为本发明第三数据的实例的I’数据，以及作为本发明第四数据的实例的Q’数据。将坐标转换器409的输出反馈给标量减法器403和404。即，通过第二输入端812将I’数据输入到标量减法器403，通过第二输入端814将Q’数据输入到标量减法器404。标量减法器403执行从通过输入端401输入的数据I减去坐标转换器409输出的I’数据的操作。类似，标量减法器执行从通过输入端402输入的数据Q减去坐标转换器409输出的Q’数据的操作。

分别通过输出端410和411输出坐标转换器409输出的两个数据项I’和Q’。通过输出端410和411输出的两个数据项I’和Q’的幅度为“a”或0，且适于实现高效发射器。

虽然是对二元量化的实例进行说明，但是也可利用任意多个值进行量化。例如，可以利用0、a和b(0＜a＜b，且a、b为实数)这三个值进行量化。在这种情况下，当输入大于或等于“b”时，标量量化器408输出“b”，当输入大于或等于“a”且小于“b”时输出“a”，当输入小于“a”时输出0。

也可对相位进行量化。例如，虽然用举例的方法来说明矢量量化器104的输出矢量的相位与输入矢量的相位相同的情况，但是可以根据输入矢量的相位在几个点对输出矢量的相位进行量化。例如，可以在45°、135°、-45°和-135°这四个点对相位进行量化。例如，可以根据输入到矢量量化器的矢量的最接近相位点进行量化。即，当输入矢量的相位为10°时，输出的相位为45°，当输入矢量的相位为120°时，输出的相位为135°。当执行该操作时，如果输出为I’数据和Q’数据，则I’数据和Q’数据之间的关系如图6所示，在图6中横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

在对相位也进行量化的情况下，可以以这种方式进行相位量化，即通过将图5所示的坐标转换器407输出的相位输入到一个(未显示的)标量量化器中对该相位进行量化，并将该标量量化器的量化结果输入到坐标转换器409。在这种情况下，用于量化相位的标量量化器也包括在本发明的第一矢量量化器中。作为替换的另一种配置是将坐标转换器407输出的相位也输入到标量量化器408，标量量化器408对幅度和相位都进行量化。

下面将参照图7对利用这种用于发射的高效数据转换器构成的发射器进行说明。在数据发生器701中产生I数据和Q数据。高效发射数据转换器702将I数据和Q数据转变为如上所述的I’数据和Q’数据。将I’数据和Q’数据输入到调制器703，并利用该调制器703对该I’和Q’数据进行调制。利用作为本发明放大器的实例的放大器704对调制器703输出的信号进行放大。利用作为本发明带通滤波器的实例的带通滤波器705消除该放大信号中的量化噪声。然后，通过作为本发明天线的实例的天线706发射该信号。由于高效发射数据转换器702输出的I’数据和Q’数据的幅度为“a”或0，因此调制器703的输出为接通的和切断的恒定包络信号(constant-envelope signal)，如图8所示。因此，即使放大器704是非线性的，也不会出现交叉调制失真。因此，不要求放大器704具有线性，且放大器704可以工作在其放大特性曲线的饱和点附近，从而能够高效工作。

以上是在假定高效发射数据转换器输出的信号矢量的幅度为“a”和0这两个值之一的情况下进行说明的。然而，即使是在信号矢量的幅度为多值的情况下，与常规技术的放大器相比也可减轻对放大器的线性的要求。因此，可以实现效率的提高。即在常规技术中，因为输入功率连续变化(图9(a))，因此需要宽功率范围内的线性。在本发明的数据转换器中，当数据转换器输出的信号矢量的振幅为二值时，不要求放大器具有线性。更进一步，在振幅为多值的情况下，可能的输入功率级是离散的，如图9(c)所示。因此，如果相对于离散的振幅值维持输入功率值的线性，如图9(b)或图9(c)中的虚线所示，则不要求放大器具有连续的线性。

为了具体说明这一点，将考虑由原始I和Q数据确定的振幅主要在例如20dB范围内变化的情况。在这种情况下，需要确保放大器在20dB范围内具有线性。另一方面，在利用0、1和2这三个值对振幅进行量化的情况下，在对应于1和2的放大器工作点之间出现6dB的振幅变化。在这种情况下，可以在对应于6dB差异的工作点对放大器的线性进行校正(参见图9(b))。

同样，可以补偿放大器1005的非线性。图10展示了补偿配置的一个例子。图10所示的配置与图7所示的配置的不同之处在于在放大器1005的前面增加了失真补偿电路1004。该失真补偿电路1004包含一个有源元件，并具有与放大器1005相反的失真特性。即，失真补偿电路1004产生用于补偿放大器1005的非线性的数据。通过结合失真补偿电路1004和放大器1005，可以实现线性放大。

图11展示了另一个例子。在高效发射数据转换器1102的后面连接失真补偿部件1103。在该失真补偿部件1103中，对基带信号进行数字信号处理以预先使信号失真，使得该信号具有与放大器1105中引起的失真相反的失真特性，以便补偿放大器1105中的失真。在这种情况下，通过根据输入到放大器1105的信号包络的幅度确定的补偿表来控制数据。按照惯例，对I和Q数据进行离散的精细划分，并根据该精细划分的值构成补偿表。因此需要一张大表。相反，在如图11所示的使用高效发射数据转换器以及利用例如0、a和2a这三个值进行振幅量化的情况下，只根据这些值中的“a”和“2a”构成补偿表，从而大大减小失真补偿表的尺寸。

更高级的高效发射数据转换器的配置是可能的。图12展示了n级数据转换器的配置的一个例子。

即，可以使用以下说明的配置，包括：输入端106，用于输入作为构成预定矢量的并行数据的实例的I数据和Q数据；计算电路，与所述输入端106相连；第一矢量量化器，作为本发明第一矢量量化器的实例与所述计算电路相连；以及输出端114，与所述第一矢量量化器相连。通过连接n个单元电路构成所述计算电路，每个单元电路由具有第一输入端801和第二输入端802的矢量减法器107以及与该矢量减法器107的输出端相连的矢量积分器108组成。通过第二输入端802将输出端114的输出输入到每个单元电路中的矢量减法器107。输入端106与第一单元电路中的矢量减法器107的第一输入端相连。在单元电路之间，矢量积分器108的输出端和矢量减法器107的第一输入端801互相连接。图30展示了这种高级配置的具体实例。如果使用这种高级配置，则可以减小在期望波的频率附近的噪声，如在常规的增量总和调制器(Δ-∑调制器)(参见例如由S.R.Norsworthy、R.Schreiter和G.C.Temes所著的、由(美国)IEEE出版社于1997出版的“增量总和数据转换器理论，设计和模拟(Delta-SigmaData Converter Theory，Design，and Simulation)”一书中的第14页)中那样。

典型地，将数据转换器末端的信号处理实现为数字信号处理，且在D/A(数模)转换之后利用调制器进行调制。如果将对调制器输出的信号处理实现为数字信号处理，则可以减少模拟部件的数量。

在发射多种调制波的多波型发射器的情况下，通过根据调制的类型改变预定值“a”可以使噪声级相对于每种不同的调制最小化。即，如果由于调制的峰高，则增大“a”值。如果峰低，则减小“a”值。

在发射多种不同频率的发射器的情况下，通过根据发射频率改变与放大器的输出相连的带通滤波器的频带(通过频率)可以实现与多种不同频率的信号匹配。

在图12所示的配置中，将矢量量化器111的输出输入到每个减法器。作为选择，可以将每个积分器的输出输入到相应的减法器。例如，如图13所示，可以通过利用放大器115将积分器110的输出放大或衰减到纯量倍数(scalar multiple)来将积分器110的输出输入到矢量减法器109，并且可以将矢量量化器111的输出作为反馈输入到矢量减法器107和109或两者之一。

同样，在图7所示的发射器中，可以在高效发射数据转换器702与调制器703之间插入低通滤波器708，如图29所示。由于量化噪声出现在宽频率范围内，因此如果在将不必要的信号输入到调制器703之前通过带限来抑制不必要的信号，则可以减轻在放大器704后面的带通滤波器705的严格规定。在这种情况下，由于需要保护在高效发射数据转换器702输出的数据中从直流到时钟频率的一半的数据，因此可以将低通滤波器708的截止频率设置得比该频率高。

虽然本发明没有提及延时装置，但是可以在部件之间插入延时装置。例如，在图1所示的配置中，可以在以下的三种路线之一中插入延时装置：从矢量减法器102到矢量积分器103的路径，从矢量积分器103到矢量量化器104的路径，以及从矢量量化器104到矢量减法器102的路径。

(第二实施例)

以下将参照图14对本发明的第二实施例进行说明。参照图14，作为本发明第一矢量减法器的另一个实例的矢量减法器202的第一输入端801与作为本发明并行数据输入端的另一个实例的输入端201相连。矢量减法器202的输出与作为本发明第二矢量量化器的实例的矢量量化器203相连。矢量量化器203的输出通过延时装置204与矢量减法器202的第二输入端802相连。输出端205与矢量量化器203的输出相连。

下面将对该电路的操作进行说明。首先将考虑矢量量化器203对矢量的幅度进行量化的情况。通过输入端201输入并行数据。将该并行数据称为I数据和Q数据。通过矢量减法器202将该并行数据输入到矢量量化器203。矢量量化器203输出具有预定幅度“a”的矢量。没有对该矢量的相位进行特殊的限制。例如，将该矢量的相位设置为与输入并行数据的相位相同。利用延时装置204使矢量量化器203的输出延迟与一个或几个时钟脉冲相对应的时间，然后通过第二输入端802将该延时后的输出输入到矢量减法器202。延迟的时间可以是，例如一个时钟脉冲周期。矢量减法器202从通过输入端201输入的数据减去延时装置204输出的数据。输出端205与矢量量化器203的输出相连，且通过输出端205输出并行数据。

图15展示了通过输入端201输入的并行数据I和Q之间的关系，横坐标代表I数据，纵坐标代表Q数据。图16展示了通过输出端205作为并行数据输出的I’数据和Q’数据之间的关系，横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

以下将参照图17对实际执行该数据转换的电路的实例进行说明。参照图17，作为本发明第一标量减法器的实例的标量减法器503的第一输入端821与输入端501相连，作为本发明第二标量减法器的实例的标量减法器504的第一输入端823与输入端502相连。用于正交坐标系数据的标量减法器503和504的输出与作为本发明第一坐标转换器的实例的坐标转换器505的两个输入端相连。作为本发明第二标量量化器的实例的标量量化器506的输出和坐标转换器505的一个输出与作为本发明第二坐标转换器的实例的坐标转换器507的两个输入端相连。坐标转换器507的两个输出之一通过延时装置508与标量减法器503的第二输入端822相连。坐标转换器507的另一个输出通过延时装置509与标量减法器504的第二输入端824相连。而且，坐标转换器507的两个输出分别与输出端510和511相连。输出端510是本发明第一输出端的一个实例，输出端511是本发明第二输出端的一个实例。本发明的第二矢量量化器对应于坐标转换器505、标量量化器506以及坐标转换器507。

下面将对该电路的操作进行说明。分别通过输入端501和502输入I数据和Q数据。经由标量减法器503将通过输入端501输入的I数据提供给坐标转换器505。对通过输入端502输入的Q数据进行类似的处理，并将该Q数据作为另一个输入输入到坐标转换器505。

坐标转换器505执行从正交坐标系到极坐标系的转换(振幅，相位)。即，如果标量减法器503和504的输出分别为I2和Q2，则根据方程式3和方程式4将数据I2和Q2转变为数据M和θ。M为I2和Q2的幅度(振幅)，以方程式3表示

[方程式3]

M＝(I2²+Q2²)^1/2

θ为I2和Q2之间形成的角度，以方程式4表示

[方程式4]

θ＝Arctan(Q2/I2)

坐标转换器505输出振幅数据M和相位数据θ。标量量化器506输出恒值“a”。将标量量化器506的输出作为一个输入输入到坐标转换器507。将坐标转换器505输出的相位数据作为另一个输入输入到坐标转换器507。坐标转换器507将极坐标系数据转变为正交坐标系数据。即，坐标转换器507将对应于输入振幅数据的恒值“a”和相位数据θ转变为正交坐标系数据：作为本发明第三数据的实例的I’数据，以及作为本发明第四数据的实例的Q’数据。

通过延时装置508和509将坐标转换器507的输出反馈给标量减法器503和504。

标量减法器503执行从通过输入端501输入的数据减去坐标转换器507输出并延时后的I’数据的操作。类似，标量减法器504执行从通过输入端502输入的数据减去坐标转换器507输出并延时后的Q’数据的操作。分别通过输出端510和511输出坐标转换器507输出的两个数据项I’和Q’。

虽然是对单值量化的实例进行说明，但是也可利用任意多个值进行量化。例如，可以利用a和b(a＜b)这两个值进行量化。在这种情况下，当输入到矢量量化器203的矢量的幅度小于“a”和“b”之间的中间值，就将矢量量化器203的输出矢量的幅度设置为“a”，当输入矢量的幅度大于或等于该中间值时，就将矢量量化器203的输出矢量的幅度设置为“b”。

也可对相位进行量化。例如，虽然用举例的方法来说明矢量量化器203的输出矢量的相位与输入矢量的相位相同的情况，但是可以根据输入矢量的相位在几个点对输出矢量的相位进行量化。例如，可以在45°、135°、-45°和-135°这四个点对相位进行量化。例如，可以根据输入到矢量量化器的矢量的最接近相位点进行量化。即，当输入矢量的相位为10°时，输出的相位为45°，当输入矢量的相位为120°时，输出的相位为135°。当执行该操作时，如果输出为I’数据和Q’数据，则I’数据和Q’数据之间的关系如图18所示，在图18中横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

在对相位也进行量化的情况下，可以以这种方式进行相位量化，即通过将图17所示的坐标转换器505输出的相位输入到一个(未示出)标量量化器中对该相位进行量化，并将该标量量化器的量化结果输入到坐标转换器507。在这种情况下，用于量化相位的标量量化器也包括在本发明的第二矢量量化器中。作为替换的另一种配置是将坐标转换器505输出的相位也输入到标量量化器506，标量量化器506对幅度和相位都进行量化。

下面将对利用这种数据转换器构成发射器的情况进行说明。该发射器的配置与第一实施例中的发射器相同，如图7所示。然而，当对幅度进行单值量化时，相对于时间的输出波形是具有恒定包络的角度调制的波，如图19所示。因此，即使放大器704是非线性的，也不会出现交叉调制失真。因此，不要求704具有线性，且放大器704可以工作在其放大特性曲线的饱和点附近，从而能够高效工作。

(第三实施例)

下面将参照图20对本发明的第三实施例进行说明。参照图20，作为本发明第一矢量减法器的另一个实例的矢量减法器302的第一输入端831与作为本发明并行数据输入端的另一个实例的输入端301相连。矢量减法器302的输出与作为本发明第二矢量量化器的另一个实例的矢量量化器303相连。矢量量化器303的输出与作为本发明第二矢量减法器的实例的矢量减法器304相连。矢量减法器302的输出与矢量减法器304的第二输入端842相连。矢量减法器304的输出通过延时装置305与矢量减法器302的第二输入端832相连。输出端306与矢量量化器303的输出相连。

下面将对该电路的操作进行说明。通过输入端301输入并行数据。将该并行数据称为I数据和Q数据。通过矢量减法器302将该并行数据输入到矢量量化器303。矢量量化器303输出具有预定振幅“a”的矢量。将该矢量的相位设置为等于由输入并行数据I和Q构成的相位。通过第一输入端841将矢量量化器303的输出输入到矢量减法器304。通过作为矢量减法器304的另一个输入的第二输入端842将矢量减法器302的输出输入到矢量减法器304。

矢量减法器304执行从矢量量化器303的输出减去矢量减法器302的输出的操作。利用延时装置305使矢量减法器304的输出延迟与一个时钟脉冲相对应的时间，然后通过作为矢量减法器302的另一个输入的第二输入端832将该延时后的输出输入到矢量减法器302。矢量减法器302从通过输入端301输入的数据减去延时装置305输出的数据。输出端306与矢量量化器303的输出相连，且通过输出端306输出并行数据。

图21展示了通过输入端301输入的并行数据I和Q之间的关系，横坐标代表I数据，纵坐标代表Q数据。图22展示了通过输出端306作为并行数据输出的I’数据和Q’数据之间的关系，横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

下面将参照图23对实际执行该数据转换的电路的实例进行说明。参照图23，作为本发明第一标量减法器的实例的标量减法器603与输入端601相连，作为本发明第二标量减法器的实例的标量减法器604与输入端602相连。标量减法器603和604的输出与作为本发明第一坐标转换器的实例的坐标转换器605的两个输入端相连。作为本发明第二标量量化器的另一个实例的标量量化器606的输出和坐标转换器605的相位数据输出分别与作为本发明第二坐标转换器的实例的坐标转换器607的两个输入端相连。本发明的第二矢量量化器对应于坐标转换器605、标量量化器606以及坐标转换器607。

坐标转换器607的用于第三数据的一个输出与作为本发明第三标量减法器的实例的标量减法器608的第一输入端855相连。坐标转换器607的用于第四数据的另一个输出与作为本发明第四标量减法器的实例的标量减法器609的第一输入端857相连。将标量减法器603的输出输入到标量减法器608的第二输入端856，将标量减法器604的输出输入到标量减法器609的第二输入端858。标量减法器608的输出通过延时装置610与标量减法器603的第二输入端852相连。标量减法器609的输出通过延时装置611与标量减法器604的第二输入端854相连。坐标转换器607的输出分别与输出端612和613相连。输出端612是本发明第一输出端的一个实例，输出端613是本发明第二输出端的一个实例。

下面将对该电路的操作进行说明。分别通过输入端601和602输入作为本发明第一数据的实例的I数据和作为本发明第二数据的实例且正交于I数据的Q数据。经由标量减法器603将通过输入端601输入的I数据提供给坐标转换器605。对通过输入端602输入的Q数据进行类似的处理，并将该Q数据作为另一个输入输入到坐标转换器605。坐标转换器605执行从正交坐标系到极坐标系(振幅，相位)的转换。即，如果标量减法器603和604的分别为I2和和Q2，则根据方程式5和方程式6将数据I2和Q2转变为数据M和θ。M为I2和Q2的幅度(振幅)，以方程式5表示

[方程式5]

M＝(I2²+Q2²)^1/2

θ为I2和Q2之间形成的角度，以方程式6表示

[方程式6]

θ＝Arctan(Q2/I2)

坐标转换器605输出振幅数据M和相位数据θ。标量量化器606输出恒值“a”。将标量量化器606的输出作为一个输入输入到坐标转换器607。将坐标转换器605输出的相位数据作为另一个输入输入到坐标转换器607。坐标转换器607将极坐标系数据转变为正交坐标系数据。即，坐标转换器607将对应于输入振幅数据的恒值“a”和相位数据θ转变为正交坐标系数据：作为本发明第三数据的实例的I’数据，和作为本发明第四数据的实例的Q’数据。第三数据和第四数据是根据本发明第一数据和第二数据转换后的两组数据。

通过输出端612和613输出坐标转换器607的输出，并分别通过标量减法器608和609的第一输入端855和857将坐标转换器607的输出输入到标量减法器608和609。分别通过第二输入端856和858将标量减法器603和604的输出输入到标量减法器608和609。标量减法器608执行从坐标转换器607的输出I’减去标量减法器603的输出的操作。类似，标量减法器609执行从坐标转换器607的输出Q’减去标量减法器604的输出的操作。利用延时装置610和611使标量减法器608和609输出的第五和第六数据延迟与一个时钟脉冲相对应的时间，然后分别通过作为标量减法器603和604的另一输入端的第二输入端852和854将该延时后的第五和第六数据输入到标量减法器603和604。标量减法器603执行从通过输入端601输入的信号减去延时装置610的输出的操作。类似，标量减法器604执行从通过输入端602输入的信号减去延时装置611的输出的操作。虽然是对单值量化的实例进行说明，但是也可利用任意多个值进行量化。例如，可以利用“a”和“b”(a＜b)这两个值进行量化。在这种情况下，当输入到矢量量化器303的矢量的幅度小于“a”和“b”之间的中间值时，就将矢量量化器303的输出矢量的幅度设置为“a”，当输入矢量的幅度大于或等于该中间值时，就将矢量量化器303的输出矢量的幅度设置为“b”。

也可对相位进行量化。例如，虽然用举例的方法来说明矢量量化器303的输出矢量的相位与输入矢量的相位相同的情况，但是可以根据输入矢量的相位在几个点对输出矢量的相位进行量化。例如，可以在45°、135°、-45°和-135°这四个点对相位进行量化。例如，可以根据输入到矢量量化器的矢量的最接近相位点进行量化。即，当输入矢量的相位为10°时，输出的相位为45°，当输入矢量的相位为120°时，输出的相位为135°。当执行该操作时，如果输出为I’数据和Q’数据，则I’数据和Q’数据之间的关系如图24所示，在图24中横坐标代表I’数据，纵坐标代表Q’数据。

在对相位也进行量化的情况下，可以以这种方式进行相位量化，即通过将图23所示的坐标转换器605输出的相位输入到一个(未示出)标量量化器中对该相位进行量化，并将该标量量化器的量化结果输入到坐标转换器607。在这种情况下，用于量化相位的标量量化器也包括在本发明的第二矢量量化器中。作为替换的另一种配置是将坐标转换器605输出的相位也输入到标量量化器606，标量量化器606对振幅和相位都进行量化。

下面将对利用该数据转换器构成发射器的情况进行说明。该发射器的配置与第一实施例中的发射器相同，如图7所示。然而，相对于时间的输出波形是具有恒定包络的角度调制波，如图19所示。因此，即使放大器704是非线性的，也不会出现交叉调制失真。因此，不要求704具有线性，且放大器704可以工作在其放大特性曲线的饱和点附近，从而能够高效工作。

(第四实施例)

下面将参照图25对本发明的第四实施例进行说明。图25所示的发射器包括：数据发生器1201，用于产生并行数据；根据第一到第三实施例的数据转换器1202，与所述数据发生器1201相连；第一调制器1204，与所述数据转换器1202相连；第一放大器1206，与所述第一调制器1204相连；矢量减法器1203，是本发明的第三矢量减法器的一个实例，且具有一个与所述数据发生器1201相连的输入端；第二调制器1205，与所述矢量减法器1203的输出端相连；第二放大器1207，与所述第二调制器1205相连；组合器1208，与作为输入的所述第一放大器1206和第二放大器1207的输出端相连，且将所述第一放大器1206的输出和所述第二放大器1207的输出结合起来以输出复合信号；以及天线1209，与所述组合器1208的输出端相连。所述数据转换器1202的输出还与所述矢量减法器1203的另一个输入端相连。所述矢量减法器1203从由数据转换器1202转换的并行数据减去由数据发生器1201产生的并行数据，从而输出量化噪声数据。实质上是以等幅反相的方式对量化噪声进行组合。

在图25所示的发射器中，利用高效发射数据转换器1202将作为本发明数据发生器的实例的数据发生器1201产生的数据(假定为I和Q)转变为I’和Q’。作为I’和Q’获得的期望信号包含量化噪声分量，需要消除该量化噪声。可以使用利用带通滤波器消除噪声的方法。然而，由于噪声的频率在期望波的频率附近，因此难以利用这种方法消除噪声。并且，带通滤波器的尺寸大。

在该第四实施例中，利用矢量减法器1203从(I’，Q’)减去(I，Q)，以便只提取噪声分量。利用正交调制对该噪声分量进行调制，并对调制结果进行放大，然后在组合器1208中将该调制且放大后的噪声分量与包含噪声分量的信号结合起来。控制该组合，使得这两个噪声分量的相位实际相反，即具有实际上180°的相位差。即利用组合器1208对量化噪声进行组合，使得矢量减法器1203输出的噪声分量的幅度实际上与包含在数据转换器1202输出的信号中的相应噪声分量的幅度相等，而相位实际上相反。

以上所述的配置和操作确保可以在不使用带通滤波器的情况下消除量化噪声。然而，量化噪声散布在宽频带内，难以消除全部的量化噪声。因此，可以采用以以上所述的方式消除某一频带内的量化噪声并用带通滤波器消除该频带之外的量化噪声的配置。在该配置中，因为在量化噪声和期望波之间的频差大，因此可以实现小的低损耗带通滤波器。

根据本发明，如上所述，对高效发射数据转换器输出的数据进行调制以获得以切换方式形成的恒定包络信号。因此，不要求连接在该高效发射数据转换器后面的装置具有线性，并且能够实现高效发射器。

虽然是对使用用于使数据延迟与预定时钟脉冲相对应的时间的延时装置的配置进行说明，但是可以在不使用延时装置的情况下对数据进行延时。

在以上说明中，“每个矢量量化器利用多个值对振幅数据进行量化”表示：将n(n为大于或等于2的整数)个阈值中小于输入矢量的幅度的最大阈值选为振幅，且各量化器输出与输入矢量同相的矢量，如果输入矢量的幅度大于n个阈值的最大值，则输出幅度与n个阈值的最大值相等且相位与输入矢量相同的矢量，以及如果输入矢量的幅度小于n个阈值的最小值，则输出0矢量。

在以上说明中，在某些情况下对振幅数据和相位数据都进行量化，然而，当只对振幅数据进行量化时，量化噪声应该减小。

在以上说明中，将本发明的数据转换器称为用于发射的数据转换器。然而，本发明包括除用于发射的数据转换器以外的数据转换器，例如用于接收的数据转换器。即使是在使用这种数据转换器的情况下，本发明同样可以减小像放大器这类的有源电路的非线性的影响。

本发明还包括具有第一到第三实施例的数据转换器之一的信号发生器，以及用于对数据转换器的输出执行正交调制的正交调制器。

本发明还包括具有包含以上所述的数据转换器或信号发生器的发射器2002和/或接收器2003的通信设备2001，以及用于发射/接收信号的天线5004。

以上所述的根据本发明的数据转换器和数据转换方法能够减小放大器的非线性的影响，且用于发射器和通信设备等的应用中。