自适应阈值脉冲放大整形电路

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

结合图1～5，图1为理想情况下射频检波后得到的视频脉冲包络。由包络信号①可以看出，在三个相距较长的时间段内脉冲包络的直流电平差异较大，此时的脉冲就不能被数字器件识别，而必须通过比较整形之后才能与数字器件接口。若比较器的参考电压使用固定比较电平，如图2中的固定比较电平②所示，则很容易造成脉冲的误判，并对脉宽测量带来很大影响。图3所示为使用自适应阈值作为比较器的参考电压，比较电平③由脉冲包络的直流电平和可调电压基准输出ΔE相加而来，不仅可以减小因直流漂移带来的脉冲误判，而且调节适当的ΔE可以降低噪声干扰的影响。图4为使用自适应阈值脉冲放大整形后得到的标准数字脉冲信号。

本发明的自适应阈值脉冲放大整形电路由求和放大器及其保护电路、直流电平提取电路、基准电平自适应调节电路和脉冲比较整形电路构成。

本发明的自适应阈值脉冲放大整形电路首先将各通道检波后的脉冲包络信号进行求和放大，这里并没有采用传统的交流耦合器方式，这是因为通常雷达信号的脉宽范围为0.05uS～500uS，重频范围10Hz～100KHz，而放大器与交流耦合器相比具有更好的低频特性和放大作用。同时，使用求和电路可以有效利用各通道的检波结果，达到抑制同频和相关干扰的效果。在下一级比较器的参考电压端使用自适应阈值比较的方式，可以克服接收机前端及放大器带来的直流漂移对测量脉宽造成的影响。为了防止放大器输出端过流或对地短路而损坏，在放大器的电源端加入限流电路来限制输出电流。在放大器输出端接入由稳压管组成的限幅器，防止输出端过压损坏输出级，同时又对下一级比较器的输入端起到保护作用。放大后的脉冲包络仍然是不规则的，需要通过比较器比较使其边沿陡峭。根据最小错误概率准则，比较电平应为E/2(E为放大器输出的脉冲包络幅度)，若比较电平为恒定值，则可能造成某些脉冲的漏判，或因电路的积分效应使脉冲宽度失真，造成脉冲宽度测量误差偏大。针对输入信号直流漂移问题，本发明提出一种自适应阈值电平比较方式，由一组直流电平提取电路提取出包络信号的直流电平E1，加上有数字电位器构成的可调输出参考电压ΔE，共同构成比较器的基准电压。从比较器输出的脉冲信号仍然不能直接用来进行脉冲参数测量，需要通过脉冲整形电路，将其变为标准的数字电平信号，然后才能与其他数字器件接口。

图5是自适应阈值脉冲放大整形电路的原理图。自适应阈值脉冲放大整形电路由四部分构成，分别为求和放大器及其保护电路、直流电平提取电路、基准电平自适应调节电路和脉冲比较整形电路。下面就各部分电路结构、原理及功能进行详细说明。

参见图5，整形电路的第一部分求和放大器是由运放U1构成的三输入同相加法电路，三路检波输出信号分别连接到加法器的三个输入端，进行求和以后其和值的输出作为第二部分直流电平提取电路的输入，同时也要连接到第四部分比较器U4的正端，作为比较器的比较电压。第二部分电路从输入的和值信号中提取出直流分量并输出到第三部分。在第三部分使用运放U3构建了一个同相加法器，其同相端的输入分别为第二部分提取的直流分量和该部分数字电位器U2的输出，其相加的和值连接到第四部分比较器U4的负端，作为比较器的参考电压。第四部分比较器的输出连接到反相器U5，经过两级反相后得到最终输出Uo。

第一部分求和放大器及其保护电路(图5中虚线框I选中的部分)，由运放U1、电阻R1~R11、三极管Q1~Q4及稳压管D1构成。将各接收通道检波后的结果进行求和运算后再进行处理，可以有效抑制同频和相关干扰。本发明采用三通道接收，其三通道检波后的信号Ui1、Ui2、Ui3分别经过电阻R2、R3、R4后输入到运放U1的同相端(“+”)节点①进行求和，电阻R6起到平衡调节的作用。根据运放的虚短、虚断原则，运放反相端(“-”)节点②的电压和同相端节点①电压相同，电阻R1和R5构成运放U1的负反馈环节，节点②通过R5反馈到运放输出节点③。根据同相加法电路的基本式可得Ui1、Ui2、Ui3经过求和放大后的输出结果Uo可表示为

$U_o=\frac{R_p}{R_n}{R}_5(\frac{U_{i1}}{R2}+\frac{U_{i2}}{R3}+\frac{U_{i3}}{R4})$

其中，R_p＝R₂//R₃//R₄//R₆，R_n＝R₁//R₅

当R_p＝R_n时，得

$U_o=R_5(\frac{U_{i1}}{R_2}+\frac{U_{i2}}{R_3}+\frac{U_{i3}}{R_4})$

选择适当的电阻值，使得则

U_o＝k(U_i1+U_i2+U_i3)

从而达到求和和放大的目的。对于运放保护电路，电阻R7、R8分别连接到PNP三极管Q1、Q2的发射极，R10、R11分别连接得到NPN三极管Q3、Q4的发射极，这四个电阻主要是起到限流作用。而Q1与Q2；Q3与Q4基极相连，当Q1~Q4工作在放大区时，Q1与Q2；Q3与Q4组成镜像电流源。Q2与Q4提供了较大的基极电流。电路正常工作时Q1、Q3工作在饱和区，电源+V、-V相当于直接接入运放。当输出电流增大时，促使电流源电流也增大，当Q1、Q2集电极电流相等时，Q1~Q4进入放大区，处于电流源工作状态，流过Q1、Q3集电极的电流将恒定不变，从而限制了输出电流的进一步增大，起到保护放大器的作用。另外，在求和放大器U1的输出端节点③接入稳压管D1，起到输出限幅的作用。

第二部分直流电平提取电路(图5中虚线框II选中的部分)，由电阻R12~R13，电容C1及二极管D2组成。第一部分求和放大器的输出节点③直接连接到第二部分的输入节点④，输入节点④通过可调电阻R13后连接到第二部分的输出节点⑤，而⑤又通过电容C1耦合到地。实际上R13与C1构成了低通滤波电路，可以提取出输入包络信号的直流电平。而节点⑤又通过电阻R12和二极管D2反馈到第二部分的输入，实际上R12与D2构成放电回路。设某一脉冲包络的底部电平为E0，顶部电平为E1，当脉冲上升沿到来时，二极管D2截止，电容C1充电，根据全响应状态方程可以算出电容C1上的瞬时电压为：

$V_C=E_1+(E_0-E_1)e^{-\tau /{\mathrm{RC}}_1}$其中，R≈R10

增大R13使C1上的充电电压变得缓慢。当脉冲包络下降沿到来并将至VC-VD时(VD为二极管导通电压)，电容C1开始放电。由于R12和二极管电阻rd都较小，电容上的电压很快就降到了信号的底部，所以当信号的底部在漂移时，电容上的电压能及时的跟随着变化。取出电容C1上的电压就是所需的直流比较电平。

第三部分基准电平自适应调节电路(图5中虚线框III选中的部分)，由数字电位器U2，运放U3及电阻R14~R18构成。第二部分直流电平提取电路提取出的直流电平直接连接第三部分的输入端子⑥，数字电位器U2的调节输出电压连接到端子⑦，然后⑥和⑦分别通过电阻R16和R17输入到运放U3的同相端。实际上，运放U3及电阻R14~R18构成了加法器，这和第一部分中提到的求和放大器原理相同，这里就不再赘述。下面讲述这一部分的实现原理。直流电平提取电路取出的直流比较电平还不能直接作为比较器的基准电压，因为根据最小错误概率准则，比较电平应为E/2，因此还需为比较端提供一个基准电压源，以脉冲幅度的某一中间值作为基准电平进行没脉冲宽度的测量。本发明中采用数字电位器U2产生基准电压，该基准电压具有可编程控制的特点。如果该电压值设的过低，就可能引入更多的噪声脉冲，不光增加了后端信号处理的负担，还可能导致虚惊概率增大；反之，如果该电压值设的过高，又会遗漏脉冲，进而导致漏报概率上升。因此，该基准电压不能使用一个固定值，而应该根据信号环境和分选结果实时的去调整，这是一个自适应的过程。该基准电压和提取的脉冲包络的直流电平通过一个加法器相加后作为比较器U4的比较电压。这里的加法器是由运放U3和电阻R14~R18构成的同相加法电路。加法器输出的和电压将作为第四部分脉冲比较整形电路中比较器的参考电压。

第四部分脉冲比较整形电路(图5中虚线框IV选中的部分)，由比较器U4和反相器U5组成。第三部分加法器的输出⑧连接到比较器U4的负端，而第一部分的输出③连接到比较器U4的正端，比较器的输出⑨通过U5的两级反向后到最终输出。比较器U4选用高速比较器可以处理小脉宽的信号，同时可以减小延迟。比较器输出地脉冲信号仍然不能直接用来进行脉冲参数测量，需要通过脉冲整形电路，将其变为标准的数字电平信号，然后才能与其他数字器件接口。本发明中用于脉冲整形功能的芯片U5采用7414实现，该芯片包含六反相器，由于在输入端使用了施密特触发器，因此对输入信号的上升时间和下降时间没有限制，并且提高了输入端的抗噪能力。这里仅使用两个反相器级联构成脉冲整形电路。