一种瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路

技术领域

本发明涉及地球物理地磁探测或地质勘探领域，更具体的，涉及一种瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路。

背景技术

瞬变电磁法(Transient Electromagnetic Method，TEM)是目前一种常用的电磁探测方法，它将交变的脉冲电流注入发射线圈，产生一次场信号，然后利用接收线圈接收地质体感应的二次磁场信号，最后通过处理与分析二次场信号就可以得到地下地质体的基本信息。瞬变电磁法现已广泛应用在矿产资源勘查及工程探测领域。

瞬变电磁法要求注入到发射线圈的双极性脉冲电流可以瞬间关断且无过冲和震荡，但是由于发射线圈具有寄生电感，使线圈具有大电感储能特性，其电流的物理关断不能将线圈内电流立刻减为零，而是呈指数衰减的，即发射电流总是需要一定时间才能关断(关断时间)，关断之后总是伴随着一定的过冲和震荡，严重影响了早期信号的提取，极大的限制了瞬变电磁法的浅层探测能力。研究快速关断且无过冲的双极性脉冲电流源是目前瞬变电磁发射机技术一个重要的内容。国内研制的瞬变电磁发射机在性能上与国外的进口仪器相比还是有很大差距的。

中国专利CN104682763A公开了一种馈能恒压钳位高速关断方法和装置，该方法需要引入恒压源电路，该恒压源将影响整个发射电路的钳位电压的确定，因此该方法结构复杂不利于野外探测，具有一定的局限性，且该电路需要接入阻断二极管，影响整个电路的工作效率。

中国专利CN105743385A公开了一种瞬变电磁发射机电流波形整形电路，该电路通过在H桥模块一端并入稳压二极管的方式形成，该电路波形整形有一定效果但对关断时间的缩减和电流末期过冲震荡问题不能达到最佳性能，且该电路需要接入阻断二极管，影响整个电路的工作效率。

针对目前的瞬变电磁法中发射电流关断时间过长和过冲震荡问题，相关处理方法有基于有源恒压钳位的快速关断电路和基于加速电阻的抑制过冲震荡电路。这两种电路只是单方面从一个角度来提升电流的波形质量。也有提出基于谐振思想的快速关断电路，能够在一定程度上减小关断时间，并且抑制过冲和震荡，但该电路器件参数要求比较严格，由于实际工程应用发射电流以及线圈参数不定，导致该电路无法发挥最优性能，所以实用价值不高。

上述的基于有源恒压钳位的快速关断电路，本质是在发射电流下降沿期间将负载电感钳位到新的高压电压源上，利用高压钳位思想实现发射电流的快速关断，但是会伴随比较强烈的过冲和震荡，且该电路必须在回路串入阻断二极管，在大电流时，电路损耗很大，效率低。而基于加速电阻的抑制过冲震荡电路本质上是在发射电流下降到接近零时，利用开关管和加速电阻接入电路，增加震荡的阻尼，从而抑制过冲和震荡。

发明内容

有鉴于此，本发明的实施例提供了一种瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路，主要针对瞬变电磁发射机的电流发射电路，意在解决发射机发射电流的快速关断和避免关断时的电流过冲与震荡。

本发明的实施例提供一种瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路，包括外部电源、主发射桥电路、钳位电路、可变阻尼匹配吸收电路；所述主发射桥电路是由四个电子开关构成H桥电路，H桥电路的上下桥臂之间连接发射线圈，主发射桥电路为中间的发射线圈提供可控的正向或反向电流；所述外部电源为H桥电路供电；所述钳位电路包括两个瞬态抑制二极管和两个电子开关，用于为发射线圈提供无源钳位电压；两个瞬态抑制二极管分别与两个电子开关并联后串联在发射线圈的两端；所述可变阻尼匹配吸收电路由两个可调电阻分别串联在发射线圈的两端，两个可调电阻分别与所述的两个瞬态抑制二极管并联，可变阻尼匹配吸收电路用以吸收发射线圈反向放电的电能，使电流快速下降，防止电流的过冲和震荡。

进一步地，还包括钳位电压可调电路，所述钳位电压可调电路由多个不同钳位电压值的瞬态抑制二极管并联组成，用于配合可变电阻进行关断时间的调节；多个不同钳位电压值的瞬态抑制二极管并联而形成瞬态抑制二极管组。

进一步地，所述瞬态抑制二极管组的每一个瞬态抑制二极管串联一个开关，通过开关人为选择不同钳位电压，保证了发射电路的通用性。

进一步地，所述四个电子开关可以是同一类型的电子开关，也可以是多种不同类型的电子开关。

进一步地，所述主发射桥电路的四个电子开关是IGBT开关、MOSFET开关或者其他可控电子开关。

进一步地，所述瞬态抑制二极管组的钳位电压的可选范围为100V～800V，可选择的钳位电压可以配合可调电阻进行关断时间的调节。

进一步地，所述可调电阻的范围可选择100Ω到2000Ω，可调电阻的阻值大小影响电流关断时间，其阻值越大，关断时间越小。

本发明的实施例提供的技术方案带来的有益效果是：本发明的无源恒压钳位快速关断电路由四个电子开关构成H桥，形成可控的电流发射回路，再通过可选TVS组串联在发射线圈两端，并配合可变电阻实现钳位电压的可调，并保证关断时间的快速降低和防止电流尾部的过冲与震荡。该发明用于提高瞬变电磁发射电流的质量和提高发射机的整体性能。

附图说明

图1是本发明瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路的电路图。

图2是负载电感通过TVS放电等效图。

图3是负载电感通过R₁放电等效图。

图4是不同钳位电压下电流关断示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。

请参阅图1，本发明瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路包括外部电源、主发射桥电路、钳位电路、可变阻尼匹配吸收电路和钳位电压可调电路。

所述主发射桥电路是由四个电子开关构成H桥电路，四个电子开关分别为Q1、Q2、Q3和Q4，其分别位于H桥电路的上下桥臂，H桥电路的上下桥臂之间连接发射线圈(L和R_L表示发射线圈的寄生参数)，H桥电路为中间的发射线圈提供可控的正向或反向电流。电子开关Q1、Q2、Q3和Q4分别在外部驱动电路控制下按特定频率进行开关动作，为H桥电路上下桥臂之间连接的发射线圈提供一定频率的交流脉冲；电子开关Q1、Q2、Q3和Q4可以是同一类型的电子开关，也可以是多种不同类型的电子开关。外部电源为H桥电路供电。

钳位电路包括第一瞬态抑制二极管(TVS，TransientVoltage Suppressor)D1和第二TVS D2，其分别与电子开关Q5和电子开关Q6并联后串联在发射线圈的两端，为发射线圈提供无源钳位电压；钳位电路在供电结束时，发射线圈的电感通过第一TVS D1或第二TVS D2进行能量释放，第一TVS D1或第二TVS D2反向导通使其两端电压处于高压状态，由于第一TVS D1或第二TVS D2两端电压远大于供电电压，因此第一TVS D1或第二TVS D2两端电压等效于钳位电压。

在较佳实施例中，所述钳位电压可调电路由多个不同钳位电压值的TVS并联组成，用于配合可变电阻进行关断时间的调节；多个不同钳位电压值的TVS并联而形成TVS组，每一个TVS串联一个开关，通过开关人为选择不同钳位电压；可选择的TVS组保证了发射电路的通用性。

所述可变阻尼匹配吸收电路包括两个可调电阻R₁和R₂，其分别串联在发射线圈的两端，电阻R₁和R₂分别与所述的第一TVS>1和R₂的阻值范围可选择100欧到2000欧，且R₁和R₂的阻值大小影响电流关断时间，其阻值越大，关断时间越小。

本发明瞬变电磁发射机无源恒压钳位快速关断电路的的工作过程分为四个步骤，分别是正向供电、正向停供电、反向供电和反向停供电。

(1)正向供电：电子开关Q1、Q4、Q5和Q6均打开，发射线圈中流过正向电流，电流流向为VCC‐Q1‐Q5‐L‐R_L‐Q6‐Q4。由于电子开关导通后导通电阻极小，R₁和R₂相当于被电子开关Q5和电子开关Q6短路，并不会给发射系统带来额外的损耗。

(2)正向停供电：正向供电结束，电子开关Q1、Q4、Q5和Q6同时截至，发射线圈产生反向感应电动势，使第一TVS D1反向导通，发射线圈通过第一TVS D1进行能量的释放。由于第一TVS D1可以将其两端的电压限定在高压状态，故发射电流可以快速下降。当电流下降到一定程度之后，第一TVS D1不再导通，第一TVS D1只能通过可调电阻R₁放电，电流呈指数衰减，能有效避免过冲和震荡。

(3)反向供电：电子开关Q2、Q3、Q5和Q6均打开，发射线圈中流过反向电流，电流流向为VCC‐Q3‐Q5‐L‐R_L‐Q6‐Q2。由于电子开关导通后导通电阻极小，可调电阻R₁和可调电阻R₂相当于被电子开关Q5和电子开关Q6短路，也不会给发射系统打来额外的损耗。

(4)反向停供电：反向供电结束，电子开关Q2、Q3、Q5和Q6同时截至，发射线圈产生相对于VCC的正向感应电动势，使第二TVS D2反向导通，发射线圈通过第二TVS D2进行能量的释放。由于第二TVS D2可以将其两端的电压限定在高压状态，故发射电流可以快速下降。当电流下降到一定程度之后，第二TVS D2不再导通，电感只能通过可调电阻R₂放电，电流呈指数衰减，能有效避免过冲和震荡。

上述四个步骤目的是使发射线圈产生一定频率的双极性脉冲电流。正向、反向供电分别提供了发射线圈的正反向电流，即发射线圈产生一定频率的双极性脉冲电流，且该脉冲电流可以快速关断并且有效的抑制了电流衰减尾端的过冲与震荡现象

为了能清晰的说明本发明以及本发明的本质，下面将对本发明设计的电路做详细解释与理论推演，该过程即展示了本发明的工作机制也展示了本发明的具体工作流程。

当正向供电结束时，电子开关Q1、Q4、Q5和Q6同时截止，发射线圈放电过程分为三个阶段：

(1)第一阶段(t₀＜＝t＜t₁)，t＝t₀时，正向供电截止，发射线圈产生感应电动势，第一TVS>1时刻，第一TVS>

(2)第二阶段(t₁＜＝t＜t₂)，t＝t₁时，第一TVS>2时，第一TVS>

解得微分方程得：

令i(t)＝U₁/R₁，即可得到第二阶段电流下降时间：

其中U₁＝V_CC+2*ΔU+U_D2，ΔU为MOS管寄生二极管导通压降，U_D2为第一TVS>1可以等效为第一TVS>

(3)第三阶段(t＞＝t₂)，t＝t₂时，第一TVS>1放电，发射线圈放电回路等效电路，请参阅图3所示。根据基尔霍夫定律可得电感的线性微分方程：

解得微分方程得：

其中，I₁为刚进入第三阶段时刻电流的大小，即：

令i(t)＝0，可得第三阶段电流下降时间：

其中U₂＝V_CC+2*ΔU，ΔU为MOS管寄生二极管导通压降，由于电源电压一般远远大于二极管导通压降，故U₂可等效为电源电压。

发射电流的关断时间t_d等于以上三阶段持续的时间之和，其中，第一阶段持续时间取决于发射电流大小和第一TVS>d为：

通过上式可以看出，钳位电压U₁和电阻R₁可以改变发射电流的关断时间。第一TVS>1决定了发射电流前期的下降速度，钳位电压U₁越大，发射电流前期下降速度越快，该关系示意图如图4所示(I表示发射电流，图中下降的那段表示关断时间t_d，而横坐标T表示电路通电发射总时间，即发射电流从发射到关断再到关断结束后的整个时间段)。电阻R₁的大小决定了阶段三的持续时间即发射电流后期的波形，阻值越大，阶段三持续时间越长但可以有效的抑制过冲和震荡。

以上所述的具体实施例，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。